高調波コンデンサと力率コンデンサ: 失敗を理解する, 共鳴とフィルターソリューション

はじめに

力率改善コンデンサは、産業および商業施設で最も広く設置されている電気機器の 1 つです。. その目的は単純で、誘導負荷によって引き出される無効電力を補償することです。, 配電ケーブルと変圧器の電流を減らす, 電力会社が力率の低い施設に課す金銭的罰則を回避できます。. 何十年もの間, モーターなどの線形負荷が主流の世界では, トランスフォーマー, そして照明, 彼らはこの役割を確実かつコスト効率よく実行しました.

可変速ドライブの普及, スイッチモード電源, などの非線形負荷がこの状況を根本的に変えました. 負荷の大部分が非線形であるプラントの場合, 高調波歪みを考慮せずに力率補正コンデンサを設置することは、効果がないというよりも悪いことであり、非常に危険です。. 正しく指定されたコンデンサ, インストールされています, 何年も問題なく動作していても、非線形負荷が導入​​または拡大されると、予期せず繰り返し故障し始める可能性があります。. 明らかな理由もなくヒューズが切れる. コンデンサケースの膨らみや破裂. トランスフォーマーは熱くなります. 負荷側に障害がないのに過電流が流れると保護リレーがトリップする. ほとんどの場合、根本的な原因は同じです: 高調波共鳴.

この記事では、力率コンデンサが高調波環境でそのように動作する理由について説明します, 共振とは何か、共振が発生する条件をどのように計算するか, 共鳴のフィールド症状はどのようなものですか, エンジニアリングソリューションとは何か - 離調コンデンサバンクからパッシブ高調波フィルター、アクティブ高調波フィルターまで. エンジニアが特定の設置に適切なアプローチを選択できるように、実践的な選択ガイドが提供されています。.

範囲に関する注意事項: the question of true power factor versus displacement power factor — and the optimal combination of passive and active filtering to achieve both harmonic correction and unity power factor — is a subject of sufficient depth to warrant its own dedicated treatment and will be addressed in a subsequent article in this series.

01 Power Factor Correction Fundamentals

Power factor is a measure of how effectively electrical power is being converted into useful work — the ratio of active power \(P\) (ワッツ) 皮相電力に \(S\) (volt-amperes):

\[PF = \frac{P}{S} = \frac{P}{V \cdot I}\]

A power factor of 1.0 means all current drawn from the supply contributes to useful work. A power factor below unity means some portion of the current is circulating between source and load without performing work, ケーブルの損失が増加する, トランスフォーマー, 生産に貢献せずに開閉装置を保護する.

変位力率

線形負荷を伴う純粋な正弦波システムの場合, 力率の低下には単一の原因があります: 誘導負荷によって生じる電圧と電流間の位相ずれ. 変位力率は:

\[DPF = \cos\phi\]

これは、従来の電気機械式メーターが測定する力率です。, およびほとんどの公共料金体系が歴史的に力率ペナルティとして使用してきた量. コンデンサバンクは、誘導負荷が局所的に必要とする無効電流を供給することで変位力率を補正します。. 必要な無効電力は次のとおりです。:

\[Q_C = P \left(\tan\phi_1 – \tan\phi_2\right)\]

どこ \(P\) です 平均 コンデンサバンクの過大化を避けるため、瞬間的なピークではなく、測定期間中の有効電力を測定します。.

ひずみ力率と真力率

非線形負荷を含むシステムの場合, 電流波形には、基本波の整数倍の高調波成分が含まれています。. これらの高調波電流は総電流の RMS 値に寄与しますが、基本周波数では正味有効電力を運びません。. 非線形負荷の真の力率は次のとおりです。:

\[PF_{真実} = DPF \times \dfrac{1}{\平方メートル{1 + THD_I^{\,2}}}\]

全負荷時の 6 パルス可変周波数ドライブ \(THD_I = 35\%\) 歪み率は約 0.944. コンデンサバンクにより変位力率が1に補正されても, 真の力率は超えません 0.944. 多数のドライブを備えた施設は、公共料金のペナルティに対処するために、誠意を持ってコンデンサ バンクを設置する場合があります。, 電力メーターが実際の力率を測定しているため、ペナルティが継続していることが判明するだけです.

コンデンサが取り付けられている場所

力率改善コンデンサは 3 つのレベルのいずれかに取り付けられます. で 個々の装備レベル, コンデンサはモーター端子に直接接続されています, 正確な補正を提供しますが、潜在的な共振回路の数が倍増します. で グループまたはバスバーレベル — 最も一般的な産業上の配置 — 単一の固定または自動切り替えバンクが、負荷グループの無効需要を補正します. で メインサービス入口レベル, 単一の大きな銀行が供給時点で施設全体を修正します。設置は最も簡単ですが、共振リスク全体が 1 か所に集中します。.

6 段階の評価方法論

非線形負荷のある施設で力率改善装置を指定する前に, 次の構造化された評価を実行する必要があります.

手順 1 — 公共料金ペナルティのしきい値を決定する. 公共料金から許容可能な最小力率を特定します (通常は) 0.90 または 0.95 管轄に応じて.

手順 2 — 既存の力率を測定する. 測定 \(P\) (キロワット) と \(Q\) (左) 代表的な期間にわたる請求メーターでの計算 - 理想的には、すべての動作モードをカバーする丸 1 週間. 単一のスナップショットでは不十分です.

手順 3 — 必要なコンデンサ定格を計算します。 を使用して \(Q_C = P(\tan\phi_1 – \tan\phi_2)\). 自動バンクの場合、負荷の増加に対して 10 ～ 15% のマージンを追加します.

手順 4 — 高調波研究の必要性を評価する. 高調波調査を義務付ける、普遍的に標準化されたパーセンテージしきい値はありません。. 技術的に防御可能なトリガー, IECに準拠 61642:2020 [4] とIEEE 519-2022 [1], です: 測定された \(THD_V\) 超える 5%, 測定された \(THD_I\) 超える 15%, 原因不明のコンデンサの故障またはヒューズの動作, または増大する重大な非線形負荷. 規範的な要件ではなく、実用的なスクリーニング ガイドとして、次の表は産業施設における過去の事故頻度を反映しています。 [10][13]:

手順 5 — 共振チェック. 簡略化された事前チェックでは、変圧器の定格のみが使用されます。:

\[h_r \approx \sqrt{\ダフラク{S_T}{Q_C}}\]

厳密な評価には短絡電力が必要です \(S_{sc}\) コモンカップリング点で:

\[h_r = \sqrt{\ダフラク{S_{sc}}{Q_C}}\]

簡略化された方法では過大評価されます \(h_r\) 非保守的であるため、最初のスクリーニングにのみ許容されます。. もし \(h_r\) 内に入る 10% 特徴的な次数の次数の (5番目の, 7番目の, 11番目の, 13番目の) 銀行の設計を変更する必要がある. セクション 3 完全に動作した例を使用してこの計算を展開します.

より高い精度を必要とする大規模な設備の場合、特に中電圧や重大な非線形負荷が単一の接続点に集中している場合、設計エンジニアは、短絡レベルだけでなく、周波数の関数としてのネットワーク インピーダンスを電力会社に正式に要求する必要があります。. この高調波インピーダンススペクトルは, 各高調波次数の R 値と X 値として提供される場合もあります, 単一の短絡 MVA 数値では明らかにできない、ユーティリティ ネットワーク自体内の共振状態を説明します。. IEC 61000-3-6 [5] 共通結合点でのこのタイプのエミッションおよびインピーダンス評価のフレームワークを提供します.

手順 6 — 公共料金の計量基準を確認する. ユーティリティが変位 PF または真の PF にペナルティを課すかどうかを確認します. true の場合、PF と \(THD_I\) およそを超える 15%, コンデンサバンクだけではペナルティを排除できません. これは両方の IEC に対して検証する必要があります。 60831-1 [2] とIEEE規格 18-2012 [3].

02 高調波とコンデンサの相互作用

コンデンサのインピーダンスは周波数に反比例します。:

\[Z_C = \frac{1}{j\omega C} = \frac{1}{j \cdot 2\pi f \cdot C}\]

第 5 高調波では — 250 Hz — コンデンサのインピーダンスは基本値の 5 分の 1 です。. 7次高調波では7分の1に下がります. コンデンサは高調波電流を積極的に引き込みます: 高調波電流が循環するネットワーク内では, コンデンサ バンクは、高調波周波数での最低インピーダンス パスを表します。. バンクに流れる高調波電流は、:

\[私_{℃,H} = I_h \cdot \frac{Z_{システム,H}}{Z_{システム,H} + Z_{℃,H}}\]

として \(Z_{℃,H}\) 高調波次数が増加するにつれて減少します, コンデンサに流れる高調波電流の割合が増加する.

熱による影響

コンデンサを流れる追加の高調波電流により、元の仕様では考慮されていない損失が発生します。. 高調波周波数でのコンデンサの損失は損失係数によって決まります。 \(\tan\delta\), 頻度が上がるにつれて増加する. 損失総額は、:

\[P_{損失} = \sum_{h=1}^{N} 私_{℃,H}^2 \cdot \frac{\tan\delta_h}{\オメガ_hC}\]

IEC 60831-1 [2] とIEEE規格 18-2012 [3] どちらも最大連続 RMS 電流を指定します。 1.8 ぷー. 電圧高調波の複合影響時の定格電流の最大値, 静電容量許容差, と動作電圧が考慮されます. 重大な高調波歪みのある設置では、従来の測定から何の兆候も示されずに、この制限を頻繁に超えます。, 基本電流のみを測定します.

誘電劣化

最新のメタライズドポリプロピレンフィルムコンデンサの主な劣化メカニズムは、電気的ではなく熱によるものです。. 動作温度と耐用年数の関係はアレニウスモデルに従います。 [7]: 持続動作温度が定格値を超えて 10°C 上昇するごとに、予想耐用年数は約半分になります。. 高調波電流は内部損失を上昇させ、したがって動作温度を上昇させます。, 銘板データだけでは予測できない速度で老化が加速する.

これは、頻繁に報告されるがほとんど理解されていない現場観察を説明しています。: 何年も問題なく動作していたコンデンサバンクが、新しい可変周波数ドライブを設置した後に故障し始める, たとえ基本的な反応需要は変化しておらず、銀行の規模は従来の基準に照らして適切であるように見えても、. 銘板の定格は基本波で満たされていますが、高調波電流によって内部温度が定格熱包絡線を超えて上昇しています。.

誘電体への電圧ストレスは二次的な劣化メカニズムです, 金属化フィルム技術の自己修復能力を持たない古い含浸紙または紙フィルムコンデンサに適しています。. 最新のメタライズドフィルムコンデンサ用, 持続的な高温が寿命を制限する主な要因です.

03 並列共振 — 中心的な問題

コンデンサバンクが配電システムに接続されている場合, ネットワークの誘導性インピーダンスと並列共振回路を形成します。. この共振回路は、そのインピーダンスが理論的には無限大になる固有周波数を持っていますが、実際にはこの共振回路のインピーダンスは無限大になります。, 非常に高い - たとえ小さな高調波電流であっても、コンデンサとネットワークの誘導要素の間に大きな高調波電圧と大きな循環電流が発生する可能性があります。.

並列共振周波数, 調和次数で表現される, です。:

\[h_r = \sqrt{\ダフラク{S_{sc}}{Q_C}}\]

どこ \(S_{sc}\) はコンデンサ接続点における短絡電力 (kVA)、 \(Q_C\) コンデンサバンクの定格 (kVAr). 変圧器定格のみを使用した簡略化した形式 \(S_T\) 事前スクリーニングのみに許容されます - 過大評価されます \(h_r\) そして非保守的です.

図 1 — インピーダンスと周波数: インタラクティブな共鳴エクスプローラー

共振時に何が起こるか

共鳴高調波次数で \(h_r\), 並列インピーダンスが最大に達する. 共振時のインピーダンスは、抵抗減衰、つまりトランス巻線の抵抗によってのみ制限されます。, ケーブル, およびその他の抵抗要素. 典型的な産業用配電システムでは、この減衰は小さいです, 共振時のインピーダンスは次のようになります。 20 へ 50 同じ周波数における非共振インピーダンスよりも何倍も高い. 増幅率はおよそ:

\[A_h = \frac{X_{ザ,H} \cdot X_{℃,H}}{R \cdot |X_{ザ,H} – X_{℃,H}|}\]

共鳴時 \(X_{ザ,H} = X_{℃,H}\) そして分母はゼロに近づきます - 増幅は回路抵抗によってのみ制限されます \(R\). 実際の増幅率は 10 へ 30 軽く減衰された産業用ネットワークでは珍しいことではありません [8][9].

並列共振の明らかな矛盾

並列共振回路の動作は直観に反するため、注意深く説明する必要があります。. フィールド エンジニアは、変圧器の横のバスバーに接続されたコンデンサ バンクを観察すると、コンデンサが単に高調波電流を吸収するだけであると合理的に期待するかもしれません。, インピーダンスは周波数とともに減少します, ナチュラルハーモニックシンクにする. この推論は共鳴を除けば正しい. すぐには明らかではないのは、トランスのインダクタンスとコンデンサバンクの並列結合がその固有共振周波数で励起されると何が起こるかということです。.

共鳴時, 並列 LC 回路は、高調波電流源 (この場合は可変速ドライブ) に対して非常に高いインピーダンスを示します。. ドライブ, 電流源として機能する, 比較的小さな高調波電流をバスに注入します. この小さな電流が, しかしながら, LC タンクを励起して振動させるには十分です. エネルギーは共振周波数でインダクタンスとキャパシタンスの間を往復し始めます - インダクタがコンデンサを充電します, コンデンサはインダクタを介して放電します, そしてそのサイクルが繰り返される. ドライブはこの循環エネルギーを供給する必要はありません。発振を維持するために回路内の抵抗損失を克服するだけで十分です。.

外部から、つまりドライブの観点から見ると、並列結合は非常に高いインピーダンスのように見えます。. ループに入る電流はほとんどないようです. しかしループの中では, コンデンサとトランスのインダクタンスの間, 循環電流は \(Q_T\) ドライブによって注入される高調波電流よりも大きい. 一般的な産業用変圧器の場合、 \(Q_T\) = 30 へ 50, ドライブインジェクション 4% 第 7 高調波としての定格電流の循環電流を生成できます。 1.2 へ 2.0 ぷー. LC ループ内 - IEC を超えるのに十分 60831-1 連続電流制限 1.8 ぷー. コンデンサのヒューズを作動させます. コンデンサが過負荷になるのは、ドライブが大電流を直接コンデンサに強制的に流すためではありません。, しかし、これは発振回路の一部であり、その内部電流はループの外側から見える電流を大幅に超えているためです。.

ネットワーク誘致効果

施設内の共振状態は、局所的な負荷によって生成される高調波を増幅するだけではありません. 共振回路は、共振周波数および共振周波数付近で、公共ネットワークから見える低インピーダンス パスを示します。. 同じ配電フィーダに接続されている他の顧客によって生成される高調波電流は、この低インピーダンス ノードに優先的に流れます。. 施設のコンデンサバンクは、より広範なネットワークの高調波シンクとして効果的に機能します, 知識も制御もできないソースから高調波エネルギーを吸収する [9][10].

これは、施設の高調波問題がその施設内の高調波発生源によって完全に説明できないケースを説明します。コンデンサバンクで測定された高調波電流は、施設自体の非線形負荷が発生すると考えられる電流を超えています。.

実践例

を備えた施設を検討してください。: 1000 kVA変圧器, 6% インピーダンス; 150 MVA ユーティリティの短絡 11 kVの; 200 kVArコンデンサバンク; 合計 6 つの 6 パルス VFD 300 キロワット.

トランス短絡寄与率:

\[S_{sc,T} = \frac{S_T}{Z_T\%} = \frac{1000}{0.06} = 16{,}667 \文章{ キロボルトアンペア}\]

と 150 MVAユーティリティバス (強力なネットワーク), 変圧器のインピーダンスが支配的: \(S_{sc} \約 16{,}667\) キロボルトアンペア. 共鳴命令:

\[200 \文章{ 左}: h_r = \sqrt{\ダフラク{16{,}667}{200}} = 9.1 \quad \text{(安全 — h7 と h11 の間)}\]

\[400 \文章{ 左}: h_r = \sqrt{\ダフラク{16{,}667}{400}} = 6.5 \quad \text{(注意 — h7 に近い)}\]

\[500 \文章{ 左}: h_r = \sqrt{\ダフラク{16{,}667}{500}} = 5.8 \quad \text{(危険 — 内側にある 16\% h5の)}\]

システムは安全です 200 kVArは次の時点で危険になります 500 kVAr — バンクのサイズに応じて共振がシフトします.

弱いユーティリティネットワークの場合 (20 付加価値税 11 kVの), \(S_{sc,組み合わせた} \約 9{,}091\) キロボルトアンペア:

\[200 \文章{ 左}: h_r = \sqrt{\ダフラク{9{,}091}{200}} = 6.7 \quad \text{(今h7に近づいています)}\]

\[400 \文章{ 左}: h_r = \sqrt{\ダフラク{9{,}091}{400}} = 4.8 \quad \text{(h5 以下 — 完全な危険ゾーン)}\]

04 故障モードとフィールドの症状

力率補正コンデンサと高調波電流の間の相互作用は、現場での症状として現れますが、その根本原因である高調波共振や高調波過負荷は従来の計器では認識できないため、しばしば誤診されます。.

コンデンサヒューズの動作

高調波過負荷の最も一般的な目に見える症状は、コンデンサのヒューズ素子が繰り返し動作することです。. 交換後に再発するヒューズ操作, 識別可能な負荷障害なしで発生する, または、一日の特定の時間帯に優先的に発生する場合は、高調波過電流の強力な指標となります。. 高調波関連の動作では、コンデンサ ユニットが物理的に損傷を受けず、原因となった高調波条件が対処されていないため、交換後に再発します。. ヒューズの定格は、IEC に従って高調波成分を含む合計 RMS 電流を考慮する必要があります 60831-1 [2] とIEEE規格 18-2012 [3].

コンデンサケースの膨れ、破裂

コンデンサケースの物理的変形は、過度の内部加熱による内部圧力の上昇を示します。. 高調波環境では、この故障モードは持続的な熱過負荷に関連します。. ケースの破損は重大な安全事象です。ケースの変形が繰り返し発生した銀行は、高調波評価が行われるまで直ちに使用を停止する必要があります。.

迷惑な過電流保護のトリップ

過電流リレーと回路ブレーカーは、明らかな負荷障害がなくても繰り返しトリップする場合があります. 並列共振状態では、負荷電流が正常な場合でも、コンデンサバンクと変圧器の間に大きな循環電流が発生し、保護装置を流れます。. 共振関連のトリップとスイッチング過渡現象関連のトリップを区別するには、イベント時の電力品質測定が必要です. 共振により、特定の高調波周波数で持続的な上昇電流が生成されます。; スイッチング過渡現象により、スイッチングの瞬間に短時間の高周波発振が発生します。 [9][10].

変圧器の過熱

明らかな過負荷がないのに原因不明の変圧器が過熱することは、高調波循環電流の典型的な症状です。. 共振により、コンデンサバンクによる閉ループ内のトランスの二次巻線に大きな高調波電流が発生します。, 高調波周波数で銅損が追加され、鉄損が増加します。. 変圧器の高調波負荷は K 因子によって定量化されます。K 因子定格を超えた変圧器は、たとえ基本波負荷電流が定格制限内であっても高温で動作します。.

中性線の過負荷

三相と単相の非線形負荷が混在する 4 線式設置の場合, 三重高調波 (3RD, 9番目の, 15番目の) 本質的にゼロシーケンスであり、キャンセルするのではなく中性線で算術的に加算します。. これにより、中性線の過熱が発生する可能性がありますが、多くの場合、高調波ではなく負荷の不均衡が原因であると誤って認識されます。. 重大な三重高調波成分が存在すると、コンデンサ バンクで見られる高調波スペクトルが変化し、p = の離調係数が必要になる場合があります。 14% 標準の p = ではなく 7% [4].

高調波電圧歪みと機器への干渉

コンデンサバンクに電力を供給するバスバーでの高調波歪みは、共振増幅の直接的な指標となります。. コンデンサ関連の共振の特徴的な特徴は、特定の高調波次数で顕著なピークを持つ高調波電圧スペクトルです。これは、非線形負荷によって注入される高調波電流に比べて不釣り合いに大きいです。. この歪みは、精密な電子機器 (PLC) の誤動作を引き起こす可能性もあります。, ドライブ制御ボード, 測光, および通信システム.

診断のための測定アプローチ

上記のような症状が見られた場合, 診断シーケンスは IEC の測定方法に従う必要があります。 61000-4-30 クラスA [6]: コンデンサバンク接続点と変圧器の二次母線での電圧と電流の高調波を同時に測定, 少なくとも一定期間にわたって 24 すべての動作モードをカバーする時間, 位相角情報を使用して個々の高調波成分を少なくとも 50 次まで捕捉.

05 離調コンデンサバンク

離調コンデンサバンクは各コンデンサユニットに直列リアクトルを接続することで共振を防止します, リアクトルとコンデンサの組み合わせの共振周波数を、問題となる最低特性高調波よりも低い点にシフトします。. コンデンサと直列に接続された直列リアクトルは直列共振回路を形成します. この直列共振周波数以下では、この組み合わせは容量的に動作します。. それ以上では、組み合わせは帰納的に動作します, 高調波電流に対するインピーダンスの増加を引き起こす.

直列共振周波数は調整係数として表されます。 \(p\):

\[p = \left(\フラク{f_r}{f_1}\右)^2 = \frac{XL}{X_C} \回 100\% \qquad h_r = \dfrac{1}{\平方メートル{P}}\]

標準調整係数

IEC 61642:2020 [4] いくつかの標準的な調整要素を認識します:

ヨーロッパの産業慣行で最も広く使用されている調整係数は次のとおりです。 p = 7%, 直列共振周波数を 189 Hz — 安全に 5 次高調波以下 250 コンポーネントの公差に対して十分なマージンを備えた Hz [4].

無効電力出力への影響

直列リアクトルは正味無効電力出力を低減し、コンデンサの両端の電圧を上昇させます。:

\[Q_{ネット} = Q_C \times (1 – P) \qquad V_C = V_{供給} \times \frac{1}{1-P}\]

のために 200 p = の kVAr コンデンサ 7%: \(Q_{ネット} = 186\) 左, \(V_C = 430\) で. 標準の離調ユニットは、通常、高い電圧定格で製造されています。 440 内または 480 V で使用 400 Vネットワーク [2][4].

スイッチング過渡時の利点

デチューンしたステップに通電した場合, 直列リアクトルが突入電流を制限し、非同調バンクと比較してスイッチング過渡現象を大幅に低減します。. 自動力率コントローラーはリアクトルとコンデンサのユニット全体を切り替える必要があります. 関連するリアクトルなしでコンデンサを切り替えると、保護されていないコンデンサがネットワーク上に直接作成されます。 [4][13].

デチューンによって実現できることと実現できないこと

コンポーネントの定格はリアクトルとコンデンサの値の精度に依存します. IECに基づく静電容量許容差 60831-1 [2] 個々のユニットでは±5%です. IECに基づくインダクタンス許容差 60076-6 [15] 通常は±3%です. このため、調整係数は 3.8% 推奨されません - 製造公差により、実際の共振周波数が上記よりもシフトする可能性があります 250 ヘルツ, 5次高調波で直接.

06 パッシブ高調波フィルター

シャント受動高調波フィルタは、目標高調波周波数で最小インピーダンス (直列共振) を示すように調整された直列接続されたリアクトルとコンデンサで構成されます。. 負荷と並列に接続されているため、高調波電流は電源ネットワークに戻るのではなく、低インピーダンスのフィルター経路を優先的に流れます。.

直列共振周波数は、:

\[h_{調整された} = \dfrac{1}{2\pi f_1 \sqrt{LC}}\]

実際には、フィルタは意図的にターゲット高調波次数よりわずかに低く調整されます (通常は )。 4.7 よりもむしろ 5.0 5次高調波フィルター用. この離調マージンにより、新しい並列共振がターゲット高調波と一致することが防止されます。: で調整されたフィルター 4.7 h = での容量性インピーダンスを示します。 5.0, ネットワークのインダクタンスと組み合わされて並列共振が発生します。 以下 h = 5.0 それではなく, 危険な共振を特有の高調波から遠ざける [14]. 調整マージンは:

\[f_{調整された} \約 0.94 \h_ 回{ターゲット} \times f_1\]

品質係数と無効電力

フィルターの有効性は品質係数 Q に依存します。:

\[Q = \frac{XL}{R} = \frac{\オメガ_{調整された} ザ}{R}\]

Q 値が高いほど、フィルター抵抗が低くなり、高調波の減衰が向上します。, しかし、より鋭い調整特性 - コンポーネントの公差や経年変化に対してより敏感です. 実際の Q 係数の範囲はおよそ次のとおりです。 30 へ 100 [9][14]. フィルタの基本無効電力寄与は次のとおりです。:

\[Q_{フィルター} = \frac{V^2 \cdot \omega_1 C}{1 – \左(\フラク{f_1}{f_{調整された}}\右)^2} \約 1.047 \times V^2 \cdot \omega_1 C\]

フィルターの種類

A 単一同調フィルター — 1 つの高調波周波数に同調された 1 つのリアクトルとコンデンサの分岐 — は最も単純で最も一般的な構成です. 6 パルス ドライブ システムを完全に設置するには、通常、少なくとも 2 つのブランチが必要です: 1 つは 5 次高調波付近、もう 1 つは 7 次高調波付近. 各ブランチはブランチ間の相互作用を考慮して設計する必要があります。5 次高調波フィルタは 7 次高調波から見たインピーダンスに影響を与え、その逆も同様です。. ネットワーク シミュレーション ソフトウェアを使用した複合的な設計アプローチが必要です [9][10][14].

A ダブルチューニングフィルター 単一の 4 素子回路を使用して 2 つの高調波周波数で減衰を実現. 複数のスイッチング デバイスのコストが大幅にかかる中電圧および高電圧でより一般的です.

A C型フィルター リアクトルと直列のコンデンサの組み合わせが基本周波数で共振するように、リアクトルと直列にコンデンサを配置することで、基本周波数の損失を最小限に抑えます。, 原子炉を効果的にバイパスして、 50 高調波周波数でのインピーダンスを維持しながら Hz. 大型のアーク炉補償システムや HVDC コンバーター ステーションでよく見られます。 [9][14].

図 4 — 4つのテクノロジー: 周波数特性の比較

パッシブ高調波フィルターの限界

パッシブフィルターは、6パルス整流器負荷の特性高調波が支配的な安定した高調波環境に効果的かつ経済的です。. 主な制限は次のとおりです。: パフォーマンスは負荷に依存します; ネットワークインピーダンスによるパフォーマンスの変化; 各同調点よりわずかに低い周波数で新しい共振状態を作り出すことができます。; 特徴的でない高調波や中間高調波は減衰しません。; また、無効電力補正と高調波フィルタリングを個別に最適化することはできません。. これらの制限は、パッシブ フィルタリングとアクティブ フィルタリングを組み合わせることで、どちらのテクノロジ単独では実現できないパフォーマンス上の利点がもたらされる理由を説明しています。 [11][12].

07 アクティブ高調波フィルタ

アクティブ高調波フィルタは、負荷電流の高調波成分をリアルタイムで測定し、等しい逆向きの高調波電流をネットワークに注入します。, 重ね合わせにより接続点で高調波をキャンセル. 制御された電流源として動作します:

\[私_{供給} = 私_{ロード} + 私_{AHF}\]

変流器またはロゴスキーコイルは総負荷電流を測定します. デジタル信号プロセッサは、各高調波成分の大きさと位相角を特定します。. IGBT を中心に構築されたパルス幅変調電圧源インバータが補償電流を注入します [11][12]:

\[私_{AHF} = -\sum_{h=2}^{N} 私_{H}\]

最新のアクティブ高調波フィルタは、残留THDが以下の50次まで高調波を補償します。 5% 定格負荷時.

図 6 — アクティブフィルターの動作原理: 波形キャンセル

無効電力同時補償

最新のアクティブ高調波フィルタ設計のほとんどは、基本周波数の無効電流成分も注入します。, 静的 VAR 補償器として機能する. 大幅な無効電力補正と大幅な高調波緩和の両方が必要な設置環境, 組み合わせた需要が単一のアクティブ フィルター ユニットの容量を超える場合があります。その場合、バルク無効電力と高調波減衰用のパッシブ フィルターと残留補正用のアクティブ フィルターの組み合わせが最適なソリューションになります。, このシリーズの後続の記事で開発されました [11][12][13].

パッシブフィルターと比較した利点

アクティブ高調波フィルターは高調波スペクトルの変化に自動的に適応します。, 共振リスクを生じない, 非特性高調波と中間高調波を同時に補償します, 補償レベルを正確に制御します, ネットワークインピーダンスの変化にほとんど依存しません [11][12].

制限事項

アクティブ高調波フィルタの定格は高調波電流のアンペアで表されます, kVAr ではありません — 絶対高調波電流が大きい施設では、必要な定格と資本コストが大きくなる可能性があります. 制御帯域幅の制限に近づく高調波次数では性能が低下します。 (通常は 50 次高調波まで有効です。 50 ヘルツ). 安定したネットワーク電圧が必要です - ほとんどの最新のユニットは THD に耐えます_で 接続ポイントで最大 10 ～ 15% [11][12]. スイッチング周波数の高調波成分がネットワークに導入されます。, 通常、出力LCLフィルタによって減衰されます。.

受動素子に対する相対的な配置

パッシブフィルターとアクティブフィルターの両方が存在する設置環境, アクティブ フィルターはパッシブ フィルターと同じバスバーに接続する必要があります, パッシブフィルターブランチのソース側. これにより、アクティブ フィルターは、パッシブ フィルターが完全には吸収しきれない残留高調波電流をキャンセルすることができます。, パッシブフィルターブランチとネットワークインピーダンス間の並列共振のリスクを排除します。 [11][12][13].

08 選択ガイド — 適切なソリューションの選択

主な選択基準

選考プロセスは 5 つの質問によって決まります: (1) 目的は何ですか — PF補正, ハーモニック緩和, または両方? (2) 高調波環境とは何ですか - 測定されたTHD_で およびTHD_私は IEC に準拠した個別の高調波スペクトル付き 61000-4-30 クラスA [6]? (3) 高調波負荷は固定ですか、それとも可変ですか? (4) ユーティリティ要件とは何ですか - 該当する規格, PCCの定義, および計量基準 [1][5]? (5) 接続点の短絡レベルはどれくらいですか — 共振計算と正式な評価に必要です [4][5]?

図 7 — 選定決定フローチャート

技術比較まとめ

実践例

食品加工工場: 1600 kVA変圧器, 6% インピーダンス; 200 MVA ユーティリティ: 11 kVの; 400 kVAr非同調コンデンサバンク; 合計 12 個の 6 パルス VFD 500 キロワット (約 40% 総kVAの); 測定されたTHD_私は = 32%, THD_で = 7.8%; IEEE 519-2022 コンプライアンスが必要; 症状: コンデンサヒューズの繰り返し動作, 変圧器は通常より 15°C 高く動作しています.

共振チェック: \(S_{sc} \約 1600/0.06 = 26{,}667\) キロボルトアンペア; \(h_r = \sqrt{26{,}667\,/\,400} = 8.2\) — 特徴的な順序ではない, しかしTHD_で の 7.8% およびトランスの過熱は、共振に近い増幅と一致します。. 既存の離調されていないバンクは交換するか離調する必要があります.

決定フローチャートの適用: 非線形負荷比率 40% → デチューンバンク必須; IEEE 519 コンプライアンスが必要; 負荷プロファイル変数 (さまざまな速度の VFD) → アクティブフィルターを推奨.

勧告: オプション D — デチューンされたバンク (p = 7%) 高調波軽減のためのアクティブ高調波フィルタと組み合わせた無効電力補正用. 変動する負荷プロファイルと公共事業のコンプライアンス要件により、アクティブ フィルターが推奨されるテクノロジーになります。; デチューンされたバンクは、高調波のリスクなしに、経済的かつ安全に反応補正を処理します。.

経済的考慮事項

高調波緩和の資本コストは大きく異なります. パッシブフィルターは資本コストが低いですが、コンポーネントが古くなると定期的な再調整が必要になる場合があります. アクティブフィルターは資本コストが高くなりますが、負荷の変化に自動的に適応します. リアルタイムの電力品質監視の可用性が増加し、電力会社が提供するサービスとしても、独立した監視プロバイダーからも提供されるようになり、継続的なコンプライアンス検証の経済性が変化します。, 負荷プロファイルが変化しても、インストールされたソリューションが設計どおりに動作し続けることを検証することがますます実現可能になります。 [10][13]. 多くの産業設備では、単一の変圧器の交換や高調波関連の故障による生産中断のコストが、適切に指定されたアクティブ高調波フィルタの資本コストを超えています。.

結論

力率補正コンデンサと高調波歪みは、順番に対処できる独立した主題ではなく、深く結合しています。, そして、一方について下された決定は、もう一方の結果を直接決定します。. 非線形負荷が総需要の重要な割合を占める電気設備において, 力率補正は高調波緩和とは独立して指定できません.

標準コンデンサバンクから離調バンクへの進化, パッシブフィルター, アクティブフィルターは、コストと複雑さが増大する一方で機能が増大することを表します。. この進行の正しい点は高調波環境によって異なります。, 負荷の変動, ユーティリティ要件, および経済的背景 — 駆動馬力の定格や任意のテクノロジーの好みに基づいた固定ルールに基づくものではありません.

離調コンデンサバンクは保護手段です, 緩和策ではない. パッシブ高調波フィルタは、6 パルス整流器負荷の特性高調波が支配的な安定した高調波環境に効果的かつ経済的です。. アクティブ高調波フィルターは共振リスクを排除し、可変高調波スペクトルに適応します. 無効電力補正用の離調コンデンサ バンクと高調波軽減用のアクティブ高調波フィルタの組み合わせは、多くの現代の産業設備にとって最適なソリューションになります。このシリーズの次の記事で詳しく説明します。.

測定の役割はどれだけ強調してもしすぎることはありません. 産業施設の高調波環境は静的ではありません. 定期的な電力品質監視, IECに準拠 61000-4-30 [6], これは、設置された緩和ソリューションが設置期間中ずっと設計どおりに機能し続けることを保証する唯一の信頼できる方法です。.

参照

1. IEEE規格 519-2022, 電力システムにおける高調波制御に関する IEEE 規格, IEEE, 2022.
2. IEC 60831-1:2014, AC用自己修復型シャントパワーコンデンサ. 定格電圧以下のシステム 1 000 V — パート 1: 一般, IEC, 2014.
3. IEEE規格 18-2012, シャント電源コンデンサ用のIEEE規格, IEEE, 2012.
4. IEC 61642:2020, 産業用ネットワーク — コンデンサと高調波フィルタの適用ガイド, IEC, 2020.
5. IEC 61000-3-6:2008, 電磁両立性 — 制限 — 歪ませる設備を MV に接続する場合の放射制限の評価, HVおよびEHV電源システム, IEC, 2008.
6. IEC 61000-4-30:2015, 電磁両立性 — 試験および測定技術 — 電力品質の測定方法, IEC, 2015.
7. IEC 60216 シリーズ, 電気絶縁材料 - 耐熱特性, IEC.
8. Girgis, A.A., ファロン, CM。, Catoe, R.C., ルビノ, CP, “コンデンサのスイッチングによる高調波と過渡過電圧,” 産業応用上のIEEEトランザクション, フライト. 28, しない. 1, PP. 196-204, 1992.
9. Arrillaga, J., ワトソン, N.R., 電力系統高調波, 2ND ED。, ジョン·ワイリー & ソンス, 2003.
10. デュガン, R.C., McGranaghan, MF, サントソ, S., ビーティ, H.W., 電力システムの品質, 3第 3 版, マグローヒル, 2012.
11. シン, B., Al-Haddad, K., チャンドラ, A., “電力品質向上のためのアクティブフィルターの見直し,” 産業用エレクトロニクスに関するIEEEトランザクション, フライト. 46, しない. 5, PP. 960-971, 1999.
12. 赤城, H., “アクティブ高調波フィルタ,” IEEE論文集, フライト. 93, しない. 12, PP. 2128-2141, 2005.
13. ABB テクニカル アプリケーション ペーパー番号. 8, 発電所における力率補正と高調波フィルタリング, アブ・セイス, 2008.
14. IEEE規格 1531-2003, 高調波フィルタのアプリケーションと仕様に関する IEEE ガイド, IEEE, 2003.
15. IEC 60076-6:2007, 電源トランス - 部品 6: リアクター, IEC, 2007.
16. IEC 61000-3-4:1998, 電磁両立性 — 制限 — 定格電流を超える機器の低電圧電源システムにおける高調波電流の放出の制限 16 A, IEC, 1998.