유도 전동기의 고조파 효과: 네트워크 오염, 가변 주파수 드라이브 스트레스, 및 완화

소개

The induction motor is the workhorse of industrial power systems — converting electrical energy to mechanical work across every sector from mining to food processing, from water treatment to manufacturing. It is also among the most sensitive loads to power quality degradation, and among the most common sources of unexpected maintenance cost when operated outside the conditions it was designed for.

Harmonics affect induction motors in two fundamentally different ways, 모터가 네트워크에 연결되어 있는지 또는 가변 주파수 드라이브의 출력에 연결되어 있는지에 따라 다름. 왜곡된 공급 네트워크에 연결된 모터 - 6펄스 정류기 부하와 공유되는 모터, 아크로, 또는 기타 비선형 장비 - 권선을 통해 고조파 전류를 구동하는 단자에서 고조파 전압을 받습니다.. PWM 가변 주파수 드라이브의 출력에서 ​​직접 전원을 공급받는 모터는 완전히 다른 문제에 직면합니다.: 인버터의 고주파 스위칭은 공통 모드 전압을 생성합니다., 베어링 전류, 절연 응력, 공급 측 고조파 왜곡과 동등하지 않은 비틀림 맥동.

물리학, 실패 모드, 적용 가능한 표준, 완화 전략은 각 경우마다 다릅니다.. 두 가지를 혼동하면 잘못된 진단으로 이어진다, 부적절한 구제, 그리고 계속되는 실패. 이 문서에서는 두 시나리오를 동일하게 엄격하게 다룹니다., 하나를 사용하여 100 HP (75 kW 급) 두 가지 실제 사례를 연결하는 스레드로서의 모터.

01 How Supply Harmonics Enter the Motor

When harmonic voltages are present at the motor terminals, harmonic currents flow through the stator impedance according to:

Where $V_h$ is the harmonic voltage at order $h$, $R_1$ and $R_2’$ are the stator and referred rotor resistances, and $X_1$, $X_2’$ are the leakage reactances at fundamental frequency. Since leakage reactance increases linearly with frequency, harmonic impedance rises with harmonic order — higher-order harmonics drive proportionally less current for the same voltage distortion.

Each harmonic current flowing in the three-phase stator winding produces its own rotating magnetic field in the air gap. The rotational direction and speed of each harmonic field depends on its sequence classification — one of the most important concepts for understanding motor behaviour under harmonic distortion.

Harmonic sequence classification

For a balanced three-phase system, harmonic orders follow a repeating sequence pattern:

Positive-sequence harmonics (7일, 13일, 19th…) produce rotating fields in the same direction as the fundamental — forward rotating. They add to the fundamental torque but also contribute to additional rotor losses due to the high slip at harmonic frequency.

Negative-sequence harmonics (5일, 11일, 17th…) produce fields rotating in the opposite direction to the fundamental. This is the critical mechanism: the rotor, spinning at near-synchronous speed in the forward direction, sees these backward-rotating fields at nearly twice synchronous frequency. The result is a braking torque component and intense rotor heating — energy dissipated as heat with no useful mechanical output. In a motor with significant 5th harmonic content on its supply, this mechanism is responsible for the majority of harmonic-related temperature rise.

Zero-sequence harmonics (3회, 9일, 15th…) are balanced in all three phases simultaneously. In a delta-connected or isolated-neutral stator winding, they circulate internally and do not appear as line currents. In a star-connected winding with a connected neutral, they circulate in the neutral conductor. For most industrial motors with isolated neutral or delta windings, triplen harmonics contribute negligible additional loss.

그림 1 — Harmonic rotating fields in the motor air gap

Harmonic currents in the motor — two industrial scenarios

When harmonic voltages are present at the motor terminals, harmonic currents flow through the stator and rotor according to the motor’s harmonic impedance at each frequency. The motor is a victim load — it responds to whatever harmonic voltage the network presents at its terminals. The magnitude of those voltages depends on the network harmonic environment, which IEC standards describe through compatibility levels.

Before presenting the calculations, an important distinction must be made about what compatibility levels actually represent. Compatibility levels are system planning objectives — the levels the utility designs to ensure that harmonic voltages at any point in the public network remain below these values under normal operating conditions. They are not measurements at motor terminals, 산업 시설 내부의 조화로운 환경을 설명하지 않습니다.. 식물 내부, 개별 모터 단자의 실제 고조파 전압은 내부 네트워크 임피던스에 따라 달라집니다., 공유 부스바에 대한 비선형 부하의 집중 및 혼합, 커패시터 뱅크와 변압기 또는 케이블 임피던스 사이에 공진 조건이 존재하는지 여부. 제대로 조정되지 않은 산업 설비(특히 대형 드라이브가 공통 MV 버스를 공유하는 광산 또는 제련소)에서는 내부 네트워크가 고객의 책임이므로 모터 단자의 고조파 전압이 IEC 호환성 수준을 초과할 수 있습니다., 유틸리티가 아닌. IEC 61000-2-4 수업 2 및 클래스 3 아래에 사용된 수준은 장비 사양 및 측정 데이터를 사용할 수 없는 경우 최악의 경우 스크리닝에 대한 올바른 참조입니다.. Where measurements exist, they always take precedence.

Two environments are relevant for industrial motor installations. IEC 61000-2-4 defines compatibility levels for industrial and non-public networks — Class 2 for general industrial environments (most plant installations), 및 클래스 3 for dedicated or heavy industry supplies where large non-linear loads such as arc furnaces, mine hoists, and large drives dominate the network:

이들은 호환성 수준 — the worst-case harmonic voltages the utility plans for at the point of common coupling (PCC). A motor connected anywhere on the network downstream of the PCC may see up to these levels at its terminals. For engineering calculations without measured data, 이 수준은 올바른 최악의 경우 참조를 나타냅니다..

실제 예 — 100 HP (75 kW 급) 직접 온라인 모터, 두 가지 산업용 네트워크 환경

이 예의 모터는 연결되어 있습니다 산업 네트워크에 직접 온라인 연결 — VFD에서 공급되지 않습니다.. 네트워크는 위에 표에 나온 고조파 전압을 생성하는 6펄스 정류기 부하 및 기타 비선형 장비와 공유됩니다.. 대표 매개변수 사용 100 HP (75 kW 급), 4-폴, 400에, IE3 모터 (R₁ = 0.08 제트, R² = 0.06 제트, X₁ = 0.15 제트, X² = 0.12 Ω에서 50 Hz에서, 나₁ = 140 A - 실제 값은 제조업체 및 설계에 따라 다릅니다.) 및 IEC 61000-2-4 단자 전압 입력으로서의 호환성 수준:

* ~ 표시가 있는 값은 대표 매개변수를 사용하여 계산됩니다. 100 HP (75 kW 급) IE3 모터. 실제 값은 특정 모터 설계에 따라 다릅니다. IEC/TS에 따른 정확한 계산을 위해 제조업체의 등가 회로 데이터를 사용하십시오. 60034-2-3 [2].
† 총 구리 손실을 기준으로 계산된 열 등가 과전류: $나_{동등한} = I_1 \times \sqrt{피_{추가하다}/피_{세제곱,축적}}$ 어디 $P_{세제곱,축적} \약 8{,}200\,\텍스트{에}$ 이 모터의 경우. 고조파 슬립 $s_h =를 사용하여 계산된 고조파 회전자 구리 손실 (h \pm 1)/h$ 및 표피 효과 보정 로터 저항 $R_2(H) = R_2(1)\cdot\sqrt{H}$. Since $s_h \approx 1$, 회 전자 구리 손실은 에어 갭 전력과 같습니다: $피_{아르 자형,H} = 3I_h^2R_2(H)$.

02 고조파 슬립 및 회전자 손실

각 고조파 회전 자기장과 관련하여 회전자가 경험하는 슬립은 기본 주파수에서 나타나는 거의 0에 가까운 슬립과 근본적으로 다릅니다.. 기본에서 부분 슬립 $s$로 작동하는 모터의 경우, 조화 차수 $h$에서의 슬립은 다음과 같습니다.:

$h$는 고조파 차수입니다., $s$는 기본 주파수에서의 정격 전표입니다. (IE3 모터의 경우 일반적으로 0.02–0.04), 그리고 위쪽 표시는 (-) 포지티브 시퀀스 고조파에 적용됩니다., 아래쪽 기호 (+) 역순 고조파에. Since $s \ll h$ for all practical harmonic orders, 단순화된 형태가 사용된다:

6펄스 VFD 네트워크의 주요 고조파용:

이 표의 중요한 통찰력은 모든 고조파 차수에 대한 것입니다., $s_h \approx 1$. 로터는 기본적으로 모든 고조파 회전장에 대해 정지 상태. 이는 심오한 결과를 가져옵니다: 고조파 주파수에서 모터의 등가 회로는 단락 시 변압기와 유사합니다., 회전자 구리 손실은 거의 전적으로 해당 주파수의 회전자 저항에 의해 결정됩니다..

음의 시퀀스 고조파가 더 많은 전류를 구동하는 이유

모터 단자의 고조파 전압 크기가 동일한 경우, 역상 고조파 드라이브 더 최신 비교 가능한 차수의 양의 순서 고조파보다. 그 이유는 등가회로의 회전자 분기 임피던스에 있습니다.. 고조파 차수 $h$에서 고정자에 대한 회전자 분기 저항은 $R_2/s_h$입니다.. 역상 고조파용, $쉿 > 1$, 그래서 $R_2/s_h < R_2$ — the rotor branch resistance is 줄인. 포지티브 시퀀스 고조파용, $쉿 < 1$, so $R_2/s_h > R_2$ - 회전자 분기 저항은 다음과 같습니다. 증가.

동일한 단자 전압에서 6% $V_1$ 중, h5 역순 고조파 드라이브는 대략적으로 40% 더 최신 동일한 전압에서 h7 포지티브 시퀀스보다 (모터 누설 리액턴스에 따라 다름). 누설 리액턴스는 고조파 주파수에서 임피던스를 지배합니다. ($hX \approx 27 \R_2/s_h$배), 따라서 이 차이의 주요 동인은 h5의 하모닉 차수입니다. 차수가 낮을수록 누설 리액턴스가 낮아지고 총 임피던스가 낮아집니다.. 그러나 회전자 분기 저항에 대한 시퀀스 효과는 비슷한 고조파 차수에서 항상 음상분 전류를 양상분 전류보다 높게 밀어내는 실제 2차 기여입니다..

이는 h5가 h7보다 더 해로운 세 가지 다른 이유를 복합화합니다.: IEC 호환성 전압 제한이 더 높습니다. (6% 대 5%), 고조파 차수는 더 낮아서 동일한 전압에 대해 더 높은 전류를 제공합니다., 제동 토크는 기계적 출력이 0인 상태에서 모든 로터 손실을 열로 변환합니다.. 회전자 임피던스에 대한 시퀀스 효과는 동일한 방향으로 작동하는 네 번째 메커니즘을 추가합니다..

6f₁ 토크 맥동 — 전자기 기원 및 6가지 강화 소스

모터 에어 갭에 여러 고조파 장이 동시에 존재하는 경우, 교차곱 상호 작용은 비트 주파수에서 맥동 토크 구성 요소를 생성합니다.. 이 메커니즘은 문헌에 잘 확립되어 있습니다. 5차 및 7차 고조파 필드와 기본 필드의 상호 작용은 $6f_1$에서 맥동 토크를 생성합니다., h11 및 h13과 기본 요소의 상호 작용은 각각 $12f_1$에서 맥동을 생성합니다. [6][13]. 덜 일반적으로 제시되는 것은 완전한 열거입니다.: 6펄스 오염된 네트워크의 모터용, 있다 6개의 독립 고조파 쌍 상호작용 모두 정확히 $6f_1$에서 동시에 토크 맥동을 생성합니다.:

Where $\omega_1$ and $\omega_2$ are the angular velocities of the two harmonic rotating fields (라드/초), equal to $\pm h \cdot \omega_1^{축적}$ 여기서 부호는 양의 순서 고조파에 대해 양수이고 음의 순서 고조파에 대해 음수입니다.. 절대값은 필드 회전 방향에 관계없이 비트 주파수가 항상 양수임을 보장합니다..

패턴이 일관적이다: 정확히 다른 모든 고조파 쌍 6 주문은 순서에 관계없이 항상 $6f_1$ 비트를 생성합니다.. This is a direct mathematical consequence of the 6-pulse harmonic structure where characteristic harmonics follow $h = 6k \pm 1$, 인접 고조파를 항상 생성 6 따로 주문하다.

6개의 상호작용 모두 정확히 $6f_1$에서 맥동을 생성합니다 — 300 에 헤르츠 50 헤르츠 시스템, 360 에 헤르츠 60 헤르츠 시스템. 그들은 단계적으로 서로를 강화한다. 이 수학적 구조는 우연이 아니다: it is a direct consequence of the 6-pulse harmonic pattern $h = 6k \pm 1$, 인접한 고조파는 항상 다음과 같이 다릅니다. 6. 6년’ 6펄스 정류기에서 $6f_1$ 토크 맥동 주파수는 동일한 수학적 원점을 공유합니다. 6 컨버터의 기본 주기당 정류 이벤트.

결정적으로, the 기본분야 자체가 기여: h1과 h5의 상호작용으로 $6f_1$이 생성됩니다., h1과 h7의 상호작용도 $6f_1$를 생성합니다.. 이는 매우 효과적인 고조파 필터링을 사용하더라도, h5 또는 h7의 흔적이 모터 단자에 남아 있는 한, 항상 최대 진폭으로 존재하는 기본 요소는 $6f_1$ 토크 맥동을 유지하기 위해 상호 작용합니다.. $6f_1$ 맥동을 완전히 제거하려면 모터 단자에 실제 사인파가 필요합니다..

6f₁ 로터 바 전류(h5 및 h7)는 모두 동일한 주파수에서 전류를 생성합니다. (300 Hz에서 / 360 Hz에서)

고조파 슬립 해석에 나타난 바와 같이, the frequency of the current induced in the rotor bars by each harmonic field is $s_h \times h \times f_1$. h5와 h7의 경우 이는 놀라운 결과를 제공합니다.:

5번째 및 7번째 고조파 고정자 필드는 모두 정확히 $6f_1$에서 회전자 바 전류를 유도합니다.. 이 두 개의 회전자 전류는 거의 같은 위상에 있고 서로 합산됩니다. h5/h7 쌍의 결합된 회전자 가열은 독립적인 기여의 합보다 큽니다.. 이는 둘 다 열 효과입니다. (로터 구리 손실 증가) 그리고 기계적 효과 ($6f_1$ 토크 맥동 강화).

네트워크 오염으로 인해 직기동 모터로 전파

중요하면서도 과소평가된 결과: $6f_1$ 토크 맥동이 영향을 미칩니다. 공유 네트워크의 모든 직접 온라인 모터 — 고조파 소스에 전기적으로 가까운 모터뿐만 아니라. 컨베이어를 구동하는 6펄스 VFD와 버스바를 공유하는 직입식 펌프 모터는 VFD 정류기의 고조파 주입이 공통 버스에서 h5 및 h7 전압 왜곡을 생성하기 때문에 $6f_1$의 토크 맥동을 경험합니다., 이러한 고조파 전압은 펌프 모터의 고정자에서 고조파 전류를 구동합니다.. 펌프 모터는 컨베이어 VFD와 아무 관련이 없으며 단순히 동일한 네트워크에 연결됩니다.. 6펄스 변환기의 기계적 특성은 네트워크 전압을 통해 전파되고 직접 연결된 모든 모터 다운스트림에서 샤프트 토크 리플로 다시 나타납니다.. 이것이 바로 프로세스 펌프의 유량 변동이 동일한 MV 버스를 공유하는 완전히 다른 장비의 VFD로 추적될 수 있는 이유입니다..

관성 필터링 — 왜 2f₁인가요? (100 Hz에서 / 120 Hz에서) 6f₁보다 더 중요한 것 (300 Hz에서 / 360 Hz에서) 공정 품질을 위해

$6f_1$에 — 300 에 헤르츠 50 헤르츠 시스템, 360 에 헤르츠 60 Hz 시스템 - 모터의 회전 관성은 샤프트 속도 변화를 크게 감쇠시킵니다.. 회전자 부하 관성의 기계적 저역 통과 필터 효과는 전자기 토크 맥동이 실제적이고 측정 가능하다는 것을 의미합니다., 결과적인 샤프트 속도 리플은 제안하는 토크 리플 진폭보다 훨씬 작습니다.. 문헌에 나와 있듯이, 공급 주파수가 그다지 낮지 않은 경우, 토크 맥동의 빈도는 모터 관성에 의해 부분적으로 필터링될 수 있습니다. [6].

h5-h7 상호작용은 다음에서 비트 주파수를 생성합니다.:

$2f_1$ 맥동 — 100 에 헤르츠 50 헤르츠 시스템, 120 에 헤르츠 60 Hz 시스템 - 모터 관성이 약간의 감쇠를 제공할 만큼 충분히 낮은 주파수에 있습니다.. 샤프트 속도 변화와 구동 부하에 직접 전달됩니다.. 프로세스 품질을 위해, $2f_1$ 맥동은 모터 부하 시스템의 기계적 차단 주파수보다 낮기 때문에 $6f_1$ 맥동보다 더 중요합니다..

6펄스 네트워크 고조파의 전체 맥동 스펙트럼 50 헤르츠 시스템:

더 높은 비트 주파수 — $18f_1$ (900 Hz에서), $24f_1$, $30f_1$, $36f_1$ — 고차 고조파 쌍 상호 작용에서도 수학적으로 존재합니다., 그러나 샤프트에 도달하기 전에 로터 관성에 의해 효과적으로 제거됩니다.. 회전자 부하 시스템의 기계적 저역 통과 필터 특성은 주파수에 따라 감쇠를 증가시킵니다.. 에 900 Hz 샤프트 속도 리플은 실제 산업 부하에 대해 무시할 수 있습니다.. 공정 품질 평가용, $2f_1$ 및 $6f_1$에만 엔지니어링 주의가 필요합니다.. $12f_1$ 행은 완전성을 위해 포함되었지만 매우 민감한 경우에만 관련이 있습니다., 높은 라인 속도에서 낮은 관성 프로세스.

로터 스킨 효과 - 증폭 메커니즘

Since $s_h \approx 1$, the frequency of the current induced in the rotor bars by the $h$-th harmonic is approximately $h \times f_1$. $5f_1$에 — 250 에 헤르츠 50 헤르츠 시스템, 300 에 헤르츠 60 Hz 시스템 - 로터 바의 표피 효과가 매우 중요해집니다.. 전류는 바의 외부 표면쪽으로 밀려납니다., 전도 단면적을 효과적으로 줄이고 회 전자 저항을 증가시킵니다..

표피효과 보정계수 $K_R(H)$ 깊이 $d$의 직사각형 로터 바의 경우 바 깊이 매개변수에 의해 제어됩니다.:

$d$는 로터 바 깊이입니다. (엠), $\mu_0 = 4\pi \times 10^{-7}\,\텍스트{H/m}$ 자유공간의 투과성이다, $\sigma$는 막대 재료의 전기 전도도입니다. (약 $3.5 \times 10^7\,\text{S/m}$ 알루미늄용, $5.8 \times 10^7\,\text{S/m}$ 구리의 경우), $h$는 조화 차수입니다., $f_1$은 공급 주파수입니다.. The parameter $\xi_h$ represents the ratio of bar depth to skin depth at harmonic frequency $hf_1$ — as $\xi_h$ increases, 전류는 점진적으로 바 표면으로 제한됩니다..

어디 $K_R(H)$ is the ratio of rotor bar AC resistance at harmonic frequency $hf_1$ to its DC resistance — always $\geq 1$. 저주파에서 ($\xi_h \ll 1$), $K_R \to 1$ (피부 효과 없음). 높은 빈도로 ($\xi_h \gg 1$), $K_R \to \xi_h$ (주파수에 비례하는 저항). h5의 일반적인 산업용 모터 로터 바의 경우 (250 에 헤르츠 50 헤르츠 시스템, 300 에 헤르츠 60 헤르츠 시스템), $\xi_h$의 범위는 1.5–3.0입니다., $K_R 기부(5) \약 2.5$–$4.0$. 정확한 값은 막대 형상에 따라 다르며 IEC/TS에 따라 측정되어야 합니다. 60034-2-3 [2] 정확한 계산을 위해.

For the simpler $\sqrt{H}$ 근사 - 1차 엔지니어링 추정에 적합:

일반적인 IE3 산업용 모터의 경우, $K_R의 측정값(H)$ from short-circuit tests at harmonic frequencies are significantly higher than the $\sqrt{H}$ 근사값 제안 - 특히 깊은 바 및 이중 케이지 설계의 경우. 게시된 데이터는 $K_R을 나타냅니다.(5) \약 2.5$–$4.0$ 및 $K_R(7) \approx 3.0$–$5.0$ depending on bar geometry. The $\sqrt{H}$ approximation gives $K_R(5) = 2.24$ and $K_R(7) = 2.65$ — conservative but useful for screening calculations.

고조파 주파수에서의 회전자 구리 손실

With $s_h \approx 1$, 고조파 차수 $h$에서 회전자 구리 손실은 대략 다음과 같습니다.:

어디 $P_{아르 자형,H}$ 는 3상 회전자 구리 손실입니다. (에) 고조파 차수 $h$, $I_h$는 위상당 RMS 고조파 전류입니다. (A) 고정자를 참조, $R_2(H) = R_2(1) \cdot K_R(H)$ 고조파 주파수에서의 회전자 저항입니다., 그리고 $R_2(1)$ 고정자를 기준으로 하는 기본 주파수에서의 회전자 저항입니다.. 요인 3 accounts for all three phases. Since $s_h \approx 1$, the air gap power and rotor copper loss are approximately equal at harmonic frequencies — unlike at fundamental frequency where rotor copper loss equals slip times air gap power.

고조파 $h$에서의 고정자 구리 손실은 2차 기여를 추가합니다.:

$R_1이 있는 곳(H) \약 R_1(1) \cdot \sqrt{H}$ 고조파 주파수에서의 고정자 권선 AC 저항입니다., using the $\sqrt{H}$ 피부 효과 근사. Stator skin effect is secondary to rotor skin effect at supply harmonic frequencies because the stator leakage reactance $hX_1$ dominates the stator impedance — but at PWM switching frequencies (부분 2), stator skin effect becomes significant and must be accounted for separately.

Core loss at harmonic frequency follows the Steinmetz relationship. Eddy current losses increase as $h^2$ and hysteresis losses as $h^{1.6}$, making higher-order harmonics progressively more damaging per unit of flux — though the lower harmonic voltage magnitude at higher orders moderates this effect in practice. The total additional harmonic loss above fundamental is the sum over all harmonic orders present:

그림 2 — Interactive: 고조파 주파수에서의 로터 임피던스 및 손실

03 K-인자: 고조파 경감 요구 사항 정량화

K-인수는 고조파 전류 스펙트럼의 추가 회전자 가열 효과를 정량화하기 위한 표준 엔지니어링 측정 기준입니다., 순전히 정현파 공급에 비해. NEMA와 IEEE가 공동으로 개발했으며 NEMA MG1 Part에 정의되어 있습니다. 31 IEEE와 함께 사용됩니다. 112:

여기서 $I_h$는 $h$ 차수의 RMS 고조파 전류입니다., 기본 전류 $I_1$의 단위당으로 표시됩니다.. $h^2$ 가중치는 표피 효과로 인해 고조파 주파수에서 증가된 회전자 구리 손실을 반영합니다. 이는 $K_R의 근사치입니다.(H)$ 섹션에서 논의된 요소 2, NEMA 디자인 B 모터 바 형상의 평균에 맞게 보정됨.

K-인자 정격이 $K_x$인 모터는 정격 온도 상승을 초과하지 않고 K-인자가 최대 $K_x$인 전류 파형을 공급하면서 전체 정격 부하를 전달하도록 설계되었습니다.. 표준 모터에는 다음과 같은 묵시적인 K 계수가 있습니다. 1.0 — 정현파 공급 전용 등급.

실제 예 — K-인자 계산

다음을 고려해보세요. 100 HP (75 kW 급), 4-폴, 400에, 50 Hz에서, IE3 motor connected to a network shared with 6-pulse VFD loads. Using the practical harmonic spectrum from Article 1 at full VFD load:

A K-factor of 2.74 means this motor requires a K-4 rated motor (the next standard rating above 2.74) to operate without exceeding rated temperature rise on this network. Standard K-factor ratings are K-1, K-4, K-7, K-13, K-20. 라인 리액터가 없는 6펄스 VFD 네트워크는 일반적으로 VFD 부하 비율과 네트워크 임피던스에 따라 K-4 ~ K-7을 요구합니다..

그림 3 — 대화형 K-인자 계산기

04 공급 고조파에 대한 경감

공급 고조파 함량이 표준 모터가 설계된 수준을 초과하는 경우, 두 가지 접근 방식을 사용할 수 있습니다: 모터 출력을 감소시키다 (명판 전력 이하로 작동하십시오.) 또는 온도 제한을 초과하지 않고 최대 부하를 견딜 수 있는 충분한 K 계수 정격을 갖춘 모터를 지정합니다..

IEC 60034-17 경감 방법

IEC 60034-17 [3] 고조파 전압 계수의 함수로 농형 유도 모터에 대한 경감 곡선을 제공합니다. (HVF), 로 정의:

HVF는 고차 고조파 전류가 누설 리액턴스에 의해 감쇠된다는 사실을 반영하여 각 고조파 전압을 순서대로 정규화합니다.. 우리를 위해 100 HP (75 kW 급) 실제적인 예, 네트워크 THD 사용_에 으로 8% 5차 및 7차 고조파에 의해 지배됨 (V₅ = 6%, V₇ = 4%, V₁₁ = 2%), HVF는 대략 0.015 푸. IEC 60034-17 경감 곡선은 이 왜곡 수준에서 표준 K-1 모터에 대해 약 3~7% 경감을 나타냅니다. 정확한 값은 모터 설계 매개변수에 따라 다르며 실제 측정된 HVF를 사용하여 표준 곡선에서 읽어야 합니다..

MG1 접근 방식 없음

MG1 부품 없음 30 및 부품 31 [4] K-인자 등급을 통해 고조파 경감 문제 해결. 표준 범용 모터 (K-1) 공급 전류 K 인자가 초과되면 감소되어야 합니다. 1.0. K-4 정격 모터용, 최대 정격 출력은 공급 K-인자까지 가능합니다. 4.0. NEMA 접근 방식은 HVF 방법보다 손실 메커니즘과 더 직접적으로 관련되어 있으며 일반적으로 북미 응용 분야에 선호됩니다..

실제 예 — 100 HP (75 kW 급) 오염된 네트워크에서

네트워크 상태: THD_에 = 8%, 주요 5차 및 7차 고조파, 공급 전류의 K 계수 = 2.74 (섹션에서 계산됨 3).

05 가변 주파수 드라이브 기술 - 모터 스트레스 프로필

모터는 인버터 토폴로지를 구분하지 않고 단자에 나타나는 전압 파형에 반응합니다.. 그러나 다양한 VFD 기술은 근본적으로 다른 파형을 생성합니다., 공통 모드 전압에 대해 매우 다른 결과가 발생함, 베어링 전류, 절연 응력, 고조파 손실. 드라이브 기술을 이해하는 것은 모터 스트레스를 평가하는 데 있어 필수적인 첫 번째 단계입니다..

오늘날 산업용으로 사용되는 5가지 주요 토폴로지, 널리 배포된 표준 IGBT 인버터부터 최신 광대역갭 반도체 설계까지:

표준 2레벨 IGBT PWM

지배적인 산업 토폴로지. 6개의 IGBT 스위치가 DC 버스 전압을 펄스 폭 변조 출력으로 절단합니다.. 2~16kHz의 스위칭 주파수, 100~500ns의 전압 상승 시간, and common mode voltage of $\pm V_{DC}/2$ [7]. 잘 이해함, IEC TS에 따라 광범위하게 표준화됨 60034-25 [1] 및 NEMA MG1 부품 31 [4]. 부품의 모든 후속 섹션 2 달리 명시하지 않는 한 이 토폴로지를 기준선으로 설명합니다..

소프트 스위칭 인버터

공진 링크 및 준공진 토폴로지는 제로 전압 또는 제로 전류에서 스위칭 전환이 발생하도록 보장합니다., dv/dt를 대폭 감소. 베어링 전류 생성 및 절연 응력은 하드 스위칭 IGBT 설계보다 훨씬 낮습니다.. The trade-off is increased circuit complexity, 더 높은 비용, and reduced robustness. Soft switching inverters have not achieved wide industrial adoption despite their motor-health advantages.

Multi-level inverters — NPC and flying capacitor

Instead of switching the full DC bus voltage in one step, multi-level inverters divide each transition into smaller voltage steps. A 3-level NPC inverter produces voltage steps of $V_{DC}/2$ rather than the full $V_{DC}$ of a 2-level inverter, reducing both dv/dt and peak common mode voltage to $\pm V_{DC}/6$ — a three-fold reduction. Multi-level topologies are standard in medium-voltage drives (2.3–11 kV) and increasingly available for high-power low-voltage applications. They represent the best available solution for bearing current reduction without output filtering.

Active Front End (AFE) 드라이브

Replacing the standard diode bridge rectifier with an IGBT-based active rectifier allows the supply-side current to be nearly sinusoidal — eliminating the supply harmonics that affect motors in Part 1. AFE drives are the correct solution when IEEE 519 [14] compliance on the supply side is the primary concern. 그러나, the AFE rectifier uses PWM switching which generates its own high-frequency common mode currents on the supply side. The motor-side inverter is unchanged from a standard drive — bearing currents, 절연 응력, and PWM losses at the motor are identical to a standard IGBT drive.

SiC and GaN wide-bandgap inverters

Silicon Carbide (SiC) and Gallium Nitride (GaN) semiconductors allow switching frequencies of 50–200 kHz with switching losses far below silicon IGBTs. 스위칭 주파수가 높을수록 전류 파형 품질이 향상되고 토크 리플이 감소합니다.. 그러나, 스위칭 속도가 빨라지면 dv/dt가 훨씬 더 높아집니다. 전압 상승 시간은 실리콘 IGBT의 100~500ns에 비해 10~50ns입니다.. 이로 인해 더욱 심각한 베어링 전류와 절연 응력이 발생합니다., not less. SiC 인버터의 케이블 길이 제한은 다음과 같이 짧을 수 있습니다. 3 출력 필터링이 없는 미터. SiC 드라이브는 전기 자동차 및 항공우주 응용 분야에서 빠르게 발전하고 있으며 산업 설비에도 나타나기 시작했습니다..

06 공통 모드 전압 - 근본 원인

모터가 PWM 가변 주파수 드라이브에서 공급되는 경우, 직접 온라인 작동 또는 공급측 고조파 왜곡과 동등한 것이 없는 고조파 환경에 노출됩니다.. 이 환경의 근원은 공통 모드 전압 — PWM 스위칭 프로세스에서 직접 발생하는 모터 권선과 모터 프레임 사이의 기생 전압.

공통 모드 전압의 유래

3상 IGBT 인버터의 경우, 각 출력 위상은 양극과 음극 DC 버스 레일 사이에서 전환됩니다.. 어떤 순간에도, 3상 전압 $v_a$, $v_b$, $DC 버스 중간점에 대한 v_c$의 합이 0이 되는 경우는 거의 없습니다. 스위치는 서로 다른 상태에 있고 DC 중간점은 전기적으로 부동 상태입니다.. 공통 모드 전압 $V_{cm}$ 접지에 대한 3상 전압의 평균으로 정의됩니다.:

DC 버스 전압 $V_를 사용하는 표준 2레벨 IGBT 인버터의 경우{DC}$, the common mode voltage can take values of $\pm V_{DC}/6$, $\오후 V_{DC}/2$ 스위칭 상태에 따라, 캐리어 주파수에서 스위칭 (일반적으로 2~16kHz). 400V 시스템에서, $다섯_{DC} \approx 565\,\text{에}$, 피크 공통 모드 전압 제공 94 V ~ 283 에 — 초당 수천 번 전환. 480V 시스템에서, 피크 값은 300-400V에 도달합니다..

이 고주파, 모터 스타 지점과 모터 프레임 접지 사이에 높은 진폭의 전압 발진이 존재합니다.. 직기동 모터의 경우, $다섯_{cm}$ 본질적으로 0입니다. 스타 포인트는 안정적인 저주파 전위에 있고 프레임은 접지되어 있습니다.. 공통 모드 전압은 전적으로 PWM 스위칭의 결과입니다..

kHz 주파수의 커패시턴스 네트워크로서의 모터

공급 주파수에서 (50-60Hz), 모터는 유도 부하로 동작합니다.. 2~16kHz의 스위칭 주파수에서, 유도 리액턴스는 매우 높지만 기생 커패시턴스는 권선 사이에 있습니다., 고정자와 회전자 사이, 로터와 프레임 사이, 베어링 윤활막을 가로질러 - 지배적인 전도 경로가 됩니다.. 4개의 기생 용량이 공통 모드 전류의 분포를 결정합니다.:

공통 모드 전압은 이 용량성 네트워크를 통해 변위 전류를 구동합니다.. 가장 큰 경로 — $C_를 통해 프레임까지 고정자 권선{SF}$ — 대부분의 공통 모드 전류를 접지로 직접 전달합니다.. 더 작은 분수가 $C_를 통과합니다.{아저씨}$ 로터에, 로터-프레임 용량 $C_를 충전하는 곳{RF}$ 그리고 축전압을 높인다.. 샤프트 전압이 베어링 윤활막의 절연 내력을 초과하는 경우, 저장된 전하는 베어링을 통해 방전됩니다. 섹션에 설명된 베어링 손상 메커니즘이 시작됩니다. 6.

그림 4 — 공통 모드 전압 회로 및 기생 용량 경로

07 베어링 전류 메커니즘

섹션에 설명된 공통 모드 전압 5 네 가지 메커니즘을 통해 모터를 통해 전류를 구동합니다., 각각 고유한 물리적 경로가 있음, 손상 패턴, 프레임 크기 의존성, 그리고 완화 [8][9]. 특정 애플리케이션에서 어떤 메커니즘이 지배적인지 이해하는 것은 정확하고 비용 효율적인 솔루션을 선택하는 데 필수적입니다..

기구 1 — 용량성 방전 전류

고정자-회전자 용량 $C_{아저씨}$ $C_로 전압 분배기를 형성합니다.{RF}$ 그리고 $C_b$. 샤프트 전압은:

어디 $V_{샤프트}$ 결과적인 샤프트-프레임 전압은 다음과 같습니다. (에), $다섯_{cm}$ 모터 스타 지점의 공통 모드 전압입니다. (에), $기음_{아저씨}$ 에어 갭을 가로지르는 고정자-회전자 커패시턴스입니다., $기음_{RF}$ 로터에서 프레임까지의 커패시턴스입니다., $C_b$는 윤활막을 통한 베어링 용량입니다.. $C_ 이후{아저씨} \ll C_{RF}$ 대부분의 모터에서, $다섯_{샤프트}$ 일반적으로 $V_의 5~30%입니다.{cm}$ — 그러나 이 비율은 에어 갭이 얇은 소형 모터의 경우 훨씬 더 높을 수 있습니다..

This capacitive current flows at switching frequency through the stator-air gap-rotor-bearing-frame path. The magnitude is generally small — $C_{아저씨}$ is small compared to $C_{SF}$ — and alone rarely causes bearing damage. It is, 그러나, the source of shaft voltage that enables the more damaging mechanisms that follow.

기구 2 — EDM (Electric Discharge Machining) bearing current

The rotor-to-frame capacitance $C_{RF}$ charges progressively with each switching event. When the voltage across $C_{RF}$ — which appears across the bearing lubricant film — exceeds the dielectric breakdown strength of the lubricant (typically 5–30 V depending on film thickness and lubricant condition), the stored charge discharges as a micro-arc through the bearing. Each discharge is essentially a miniature EDM event: 베어링 레이스 또는 롤링 요소 표면에서 미세한 구멍이 침식됩니다..

초당 수천 건 이상의 스위칭 이벤트와 수백만 건의 작동 시간, 축적된 구멍이 특성을 생성합니다. 플루트 패턴 — 베어링 내부 레이스에 균일하게 간격을 둔 원주 방향 홈, 스위칭 주파수와 회전자 회전율에 해당하는 간격으로 배치. 홈 손상은 VFD 구동 모터에서 가장 흔히 관찰되는 베어링 고장 모드이며 모터 속도에 따라 피치가 변하는 특징적인 고음의 윙윙거리는 소리를 생성합니다..

EDM 베어링 전류는 모든 프레임 크기의 모터에서 발생하며 대략 다음 모터에서 지배적인 메커니즘입니다. 100 kW 급 (IEC 프레임 315). 이는 베어링 전류에 대한 대체 저임피던스 경로(일반적으로 샤프트 접지 링)를 제공하여 완화됩니다. (AEGIS SGR type) that continuously diverts current away from the bearing.

기구 3 — Circulating high-frequency bearing current

In motors above approximately 100 kW 급 (IEC 프레임 315 and above), a second and more destructive mechanism emerges. The common mode current flowing through $C_{SF}$ is not uniformly distributed around the stator circumference — the asymmetric winding layout and slot distribution create a net high-frequency magnetic flux along the rotor axis. By Faraday’s law, this axial flux induces a circulating current in the loop:

Drive-end bearing → shaft → non-drive-end bearing → stator frame → back to drive-end bearing

This circulating current flows at switching frequency and can reach amplitudes of several amperes — significantly higher than the capacitive discharge mechanism. 마이크로초 펄스로 방전되는 EDM 전류와 달리, 순환 베어링 전류는 스위칭 주파수에서 지속적으로 흐릅니다., 베어링 표면의 전해 부식에 더해 심한 줄열(Joule Heating)과 급속한 윤활유 열화를 일으킵니다..

완화는 절연 베어링 드라이브가 아닌 쪽에서 (임사체험) - 하나의 전도 경로를 제거하여 순환 전류 루프를 차단합니다.. 세라믹 코팅 베어링 또는 하이브리드 세라믹 베어링 (강철 레이스의 세라믹 전동체) 사용된다. 일반적으로 베어링 하나만 절연하면 충분합니다. 두 베어링 모두 절연하면 샤프트 정렬 및 열 관리에 어려움이 발생합니다..

기구 4 — 로터 접지 전류

모터 케이블 쉴드가 적절하게 종단되지 않거나 단일 도체 케이블이 사용되는 경우 공통 모드 복귀 전류에는 인버터로 돌아가는 저임피던스 경로가 없습니다.. 대신 전류는 모터 샤프트를 통해 반환됩니다., 베어링, 및 모터 프레임을 배전반에 연결, 거기에서 다시 드라이브 캐비닛으로. 이 회전자 접지 전류는 클 수 있습니다. (수백 밀리암페어에서 수 암페어까지) 모터 베어링뿐만 아니라 결합된 장비(기어박스)의 베어링에도 영향을 미칩니다., 슬리퍼, 팬 - 동일한 샤프트를 공유하는 팬.

완화 방법은 올바른 케이블 설치입니다.: 360° 클램프로 드라이브와 모터 끝 모두에서 종단 처리된 쉴드가 있는 쉴드 케이블, 피그테일 연결이 아님. A common mode choke on the output cable further reduces rotor ground current in difficult installations.

08 PWM Harmonic Losses in the Motor

Beyond bearing currents, PWM 파형은 직접 온라인 작동에서 발생하지 않는 모터의 추가 손실을 초래합니다.. 이러한 손실은 파트에서 설명한 공급-고조파 손실과 근본적으로 다릅니다. 1, 주파수 범위와 주요 손실 메커니즘 모두에서.

PWM 고조파가 공급 고조파와 다른 이유 [10]

공급 고조파 (5일, 7일, 11th…) 고조파 전압으로 나타납니다. 250, 350, 550 에 헤르츠 50 헤르츠 시스템. PWM 스위칭 고조파는 반송파 주파수와 측파대(일반적으로 2~16kHz 및 그 배수)에 나타납니다.. 이 주파수에서는, 모터의 누설 인덕턴스가 매우 높습니다., 고조파 전류를 효과적으로 감쇠. 따라서 VFD 출력의 모터 전류 파형은 전압 왜곡이 심함에도 불구하고 거의 정현파에 가깝습니다..

그러나, 전압은 필터링되지 않습니다. 빠른 스위칭 에지를 갖춘 전체 PWM 전압, 반사파 과도, 높은 dv/dt - 고정자 절연체에 직접 적용됩니다.. 스위칭 주파수에서의 추가 손실, 토크 생산에 영향을 미칠 만큼 크지는 않지만, 모터 온도 상승을 의미 있게 높이는 데 충분합니다(일반적으로 동일한 부하에서 직기동 작동보다 5~15°C 높음)..

PWM 작동으로 인한 추가 손실

IEC / TS 60034-2-3 [2] 구조화된 손실 분리 절차를 통해 컨버터 공급 모터의 추가 손실을 식별하고 정량화합니다.. 주요 기여자는 다음과 같습니다.:

PWM 작동으로 인한 총 추가 손실(일반적으로 직접 온라인보다 15~40% 높음)은 모터 온도 상승의 증가로 나타납니다.. 정격 온도 상승이 80°C인 모터의 경우 (클래스 F 절연, B급 상승), a 20% 손실이 증가하면 약 16°C의 추가 온도 상승이 발생합니다., 사용 가능한 절연 수명 여유의 상당 부분을 소비.

스위칭 주파수는 사소한 영향을 미치지 않습니다.: 낮은 스위칭 주파수 (2-4kHz) 더 높은 고조파 전류 리플과 더 높은 회전자 구리 손실 생성. 더 높은 스위칭 주파수 (8-16kHz) 전류 리플을 줄이되 표피 효과를 통해 코어 손실과 고정자 구리 손실을 증가시킵니다.. 총 모터 손실을 최소화하기 위한 최적의 스위칭 주파수가 존재합니다., 대부분의 산업용 모터의 경우 일반적으로 4~8kHz 범위에 있습니다..

09 비틀림 맥동, 샤프트 응력, 및 제품 품질

VFD 구동 모터에 대한 모든 고조파 효과 중, 비틀림 맥동은 가장 잘 이해되지 않고 생산 작업에 가장 큰 영향을 미칩니다.. 베어링 고장을 조사하는 엔지니어가 샤프트 전압을 측정합니다.. 프로세스 품질 문제를 조사하는 엔지니어는 모터 토크 리플을 분석할 생각을 거의 하지 않습니다. 그러나 연결은 직접적입니다., 측정 가능, 많은 경우 설명할 수 없는 제품 변동성의 근본 원인.

토크 맥동의 근원 - 오염된 네트워크의 직접 온라인 모터

모터 에어 갭에 서로 다른 차수의 두 개의 고조파 회전 필드가 동시에 존재할 때, 그들의 상호 작용은 그들 사이의 비트 주파수에서 맥동 토크 구성 요소를 생성합니다.. 6펄스 정류기 네트워크의 주요 5차 및 7차 고조파용:

$2f_1$ 토크 맥동 — 100 에 헤르츠 50 헤르츠 시스템, 120 에 헤르츠 60 Hz 시스템 - 공급 주파수의 두 배입니다.. 이는 모터 속도와 관계없이 나타나며 네트워크에 5차 및 7차 고조파 전류가 동시에 흐를 때 항상 나타납니다.. 다른 고조파 쌍 상호 작용으로 인해 추가 맥동 주파수가 발생합니다.:

VFD 공급 모터의 경우, PWM 스위칭 패턴 자체에서 추가 비틀림 맥동이 발생합니다.. 더 낮은 스위칭 주파수에서 (2-4kHz), 전류 리플은 스위칭 주파수 및 측파대에서 토크 리플을 생성하기에 충분합니다. 이는 VFD 구동 모터의 특징적인 음향 소음의 원인이며 샤프트를 통해 부하 및 베어링으로 ​​전달되는 기계적 진동에 기여합니다..

비동기 공진 및 금지된 속도 대역

가변 속도 작동 시, 기계 시스템은 회전자 관성에 의해 결정되는 고유 공진 주파수를 갖습니다., 샤프트 강성, 커플링 준수, 그리고 부하 관성. VFD 출력 주파수가 고조파 토크 맥동이 샤프트 시스템의 기계적 공진 주파수와 일치하는 경우(가속 또는 감속 중에 일시적이라도) ​​결과적인 공진 여기가 심각할 수 있습니다.:

비틀림 맥동 및 베어링 피로

공진 이하에서도, $2f_1$에서 지속적인 토크 맥동 (100 Hz에서 / 120 Hz에서) 그리고 $12f_1$ (600 Hz에서 / 720 Hz에서) 베어링에 주기적 방사형 및 축방향 하중을 가합니다.. 롤링 요소 베어링은 한 방향의 정적 및 동적 하중에 대해 평가됩니다. L10 베어링 수명 계산에서는 일정하거나 천천히 변화하는 하중을 가정합니다.. $2f_1$ 진동 방사형 하중 (100 Hz에서 / 120 Hz에서) 정적 하중에 중첩되어 각 사이클의 최대 동적 하중을 증가시켜 베어링 피로를 가속화합니다.. L10 베어링 수명은 부하율의 세제곱에 비례합니다. $(C/P)^3$ — 적당한 진동 구성 요소는 높은 정적 부하에 미치는 영향이 제한적입니다., 그러나 진동 진폭이 정적 하중 크기에 접근함에 따라, 유효 피크 하중이 급격히 증가하고 베어링 수명이 급격히 저하됩니다.. 모터의 정격이 크게 감소하고 정적 베어링 부하가 낮은 경부하 응용 분야에서는 토크 맥동으로 인한 진동 구성 요소가 지배적인 부하가 될 수 있습니다., 베어링 수명을 중요한 설계 제약으로 삼음.

제품 품질 결과

작동 중인 모터의 샤프트 토크 맥동은 모터가 구동하는 모든 장치에 직접 전달됩니다.. 대부분의 산업 공정에서, 샤프트는 전기 에너지를 공정 작업으로 변환하는 주요 수단입니다. 샤프트 속도나 토크의 변화는 공정 출력에 즉시 나타납니다.. 다음 응용 프로그램은 특히 민감합니다.:

펌프 및 흐름 시스템

모터를 통해 구동되는 원심 펌프 100 Hz 토크 맥동은 동일한 주파수에서 흐름 리플을 생성합니다.. 정량 주입 및 정량 적용 분야 - 화학 물질 주입, 제약 충전, 식품 및 음료 비율 조정 - 이 흐름 리플은 투여량 중량 변화로 직접 변환됩니다.. 에서 작동하는 충전 기계 60 경험하는 분당 컨테이너 1% 흐름 리플 100 Hz는 드라이브 전환 패턴과 상관관계가 있는 채워진 컨테이너의 체계적인 중량 변화 패턴을 보여줍니다.. 변동은 개별적으로 사양 내에 있을 수 있지만 통계적 프로세스 제어에서는 무작위가 아닌 변동으로 즉시 표시됩니다. 즉, 모든 개별 측정이 사양을 통과하는 동안 Cpk 요구 사항을 충족하지 못합니다..

컨베이어 및 웹 공급 프로세스

지속적인 웹 프로세스에서 — 종이, 영화, 박, 직물 - 코팅 중량을 결정하는 제어된 속도로 컨베이어 또는 닙 롤 모터 구동, 캘린더 간격 두께, 또는 인쇄 기록부. $2f_1$에서 토크 맥동으로 인한 속도 리플 (100 Hz에서 / 120 Hz에서) 두께 변화의 규칙적인 패턴으로 제품에 나타나는 재료 속도의 주기적인 변화를 생성합니다., 코팅 중량 변동, 또는 웹 속도와 맥동 주파수에 의해 결정되는 공간 파장에서 인쇄 오류 등록. 웹 속도에서는 200 m/분 (3.3 밀리미터/초), a 100 Hz에서 (50 헤르츠 시스템) 속도 리플은 간격에 따른 변화를 생성합니다. 33 mm 간격 - 제품에서 명확하게 볼 수 있으며 고객 불만의 원인이 드라이브 시스템이 아닌 제품에 기인하는 경우가 많습니다..

압축기

압축기 드라이브의 토크 맥동은 $2f_1$에서 토출 압력 진동을 생성합니다. (100 Hz에서 / 120 Hz에서). 공정 가스 응용 분야 - 특히 압축 가스가 다운스트림 반응기에 공급되는 경우, 분리 기호, 또는 분석기 - 이러한 압력 진동은 공정 계측을 방해합니다., 차압 스위치에 잘못된 트립이 발생함, 심한 경우 파이프 시스템의 음향 공진과 결합됩니다., 손상을 주는 압력파 진폭으로 증폭. 왕복동 압축기에서, 압축 사이클의 고유한 압력 맥동과 전기적으로 유도된 토크 맥동 사이의 상호 작용으로 인해 원래 기계 설계에서는 예상하지 못한 샤프트 피로 하중이 발생할 수 있습니다..

믹서 및 압출기

폴리머 압출 및 혼합에서, 스크류 속도에 따라 체류 시간이 결정됩니다., 전단율, 제품 단위 부피당 에너지 투입량 및. 토크 맥동으로 인한 속도 변화로 인해 용융 온도 변화가 발생합니다., 다이에서의 점도, 나사 끝의 압력 - 모두 제품 치수에 영향을 미칩니다., 표면 마무리, 및 기계적 성질. 식품 혼합 용도, 속도 리플은 혼합 균일성과 유화 효율에 영향을 미칩니다.. 이러한 효과는 공정별로 다르며 작은 속도 변화에도 매우 민감할 수 있습니다. 0.1% 기계적으로 무시할 수 있는 속도 리플은 고부가가치 제약 또는 특수 폴리머 응용 분야에서 공정에 매우 중요할 수 있습니다..

권취기

영화 속, 박, 종이, 그리고 와이어 와인딩, 권선 장력은 토크 제어와 속도 피드백의 조합으로 제어됩니다.. 토크 맥동은 $2f_1$에서 권선 장력을 직접 조절합니다. (100 Hz에서 / 120 Hz에서), 완성된 롤의 층간 응력 변화로 나타나는 롤 밀도 및 권취 장력의 변화 생성. 필름 및 포일 와인딩, 이러한 장력 변화로 인해 차단이 발생합니다. (서로 붙어있는 레이어) 높은 응력 영역에서 그리고 낮은 응력 영역에서 느슨한 권선 - 둘 다 후속 변환 작업에서 결함률을 생성합니다.. 와이어 와인딩 중, 장력 변화는 전기적 특성에 영향을 미치는 권선 코일의 치수 변화를 유발합니다..

그림 5 — Interactive: 토크 맥동 스펙트럼 및 제품 품질 영향

10 완화 요약 및 사양 가이드

유도 전동기에 대한 고조파 영향을 효과적으로 완화하는 것은 근본적으로 전자기 호환성입니다. (EMC) 과제 - 모터는 이를 구동하거나 네트워크를 공유하는 전력 변환 장비와 공존해야 합니다.. 각 메커니즘에는 시스템의 다른 지점에 적용되는 솔루션이 필요합니다.: 특정 메커니즘에 대한 솔루션을 일치시키는 것이 첫 번째 요구 사항입니다.. 과도한 엔지니어링은 자본을 낭비한다; 엔지니어링 부족으로 인해 반복적인 실패가 발생합니다.. 다음 가이드에서는 이 문서의 두 가지 시나리오를 다룹니다..

부분 1 완화 — 공급측 고조파

수동 및 능동 필터 솔루션의 세부 처리, see Article 2 in this series.

부분 2 완화 — VFD 베어링 전류 및 절연

비틀림 맥동 및 제품 품질 완화

인버터용 모터 사양 체크리스트 — 100 HP (75 kW 급) 실제적인 예

이 기사에서 다루는 두 가지 시나리오 — 오염된 네트워크의 직접 온라인 모터, 가변 주파수 드라이브로 구동되는 모터는 근본적으로 다른 평가 방법이 필요합니다., 다른 기준, 다양한 완화 전략. 두 시나리오 중 하나에 잘못된 접근 방식을 적용하면 잘못된 진단과 비효율적인 해결 방법이 발생합니다.. 위의 엔지니어링 체크리스트는 두 시나리오를 단일 사양 프레임워크로 통합합니다. 100 HP (75 kW 급) 이 기사 전체에서 작동하는 참조 모터.

산업용 네트워크의 고조파 왜곡은 정적 상태가 아니며 부하 변화에 따라 발전합니다., 새로운 장비가 시운전되었습니다, 네트워크 임피던스 변화. 오늘 명시된 완화 솔루션은 실제로 존재하는 조화로운 환경에 대해 정기적으로 검증되어야 합니다.. IEC에 따른 전력 품질 측정 61000-4-7 [15] 그 검증을 위한 신뢰할 수 있는 유일한 근거입니다.. 이 시리즈의 향후 기사에서는 측정 방법론을 다룰 것입니다., 악기 선택, 운동 상태 평가를 위한 고조파 조사 데이터 해석.

참조

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2. IEC / TS 60034-2-3:2013, 회전 전기 기계 - 부품 2-3: 컨버터 공급 AC 모터의 손실 및 효율성을 결정하기 위한 특정 테스트 방법, IEC, 2013.
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