Effets harmoniques sur les moteurs à induction: Pollution du réseau, Contrainte du variateur de fréquence, et atténuation

Introduction

Le moteur à induction est le cheval de bataille des systèmes électriques industriels : il convertit l'énergie électrique en travail mécanique dans tous les secteurs, de l'exploitation minière à la transformation des aliments., du traitement de l'eau à la fabrication. C'est également l'une des charges les plus sensibles à la dégradation de la qualité de l'énergie., et parmi les sources les plus courantes de coûts de maintenance imprévus lorsqu'ils sont utilisés en dehors des conditions pour lesquelles ils ont été conçus..

Les harmoniques affectent les moteurs à induction de deux manières fondamentalement différentes, selon que le moteur est connecté au réseau ou à la sortie d'un variateur de fréquence. Un moteur connecté à un réseau d'alimentation déformé - un réseau partagé avec des charges de redresseur à 6 impulsions, fours à arc, ou autre équipement non linéaire - est soumis à des tensions harmoniques à ses bornes qui entraînent des courants harmoniques à travers ses enroulements. Un moteur alimenté directement par la sortie d'un variateur de fréquence PWM est confronté à un problème complètement différent.: la commutation haute fréquence de l'onduleur crée des tensions de mode commun, courants porteurs, contrainte d'isolation, et des pulsations de torsion qui n'ont pas d'équivalent en matière de distorsion harmonique du côté de l'alimentation.

La physique, les modes de défaillance, les normes applicables, et les stratégies d'atténuation sont différentes dans chaque cas. Confondre les deux conduit à un diagnostic erroné, remèdes inappropriés, et des échecs continus. Cet article traite les deux scénarios avec la même rigueur, en utilisant un seul 100 HP (75 kW) moteur comme fil conducteur reliant les deux exemples pratiques.

01 Comment les harmoniques d’alimentation pénètrent dans le moteur

Lorsque des tensions harmoniques sont présentes aux bornes du moteur, les courants harmoniques traversent l'impédance du stator en fonction de:

Où $V_h$ est la tension harmonique à l'ordre $h$, $R_1$ et $R_2'$ sont les résistances du stator et du rotor référencées, et $X_1$, $X_2'$ sont les réactances de fuite à la fréquence fondamentale. Puisque la réactance de fuite augmente linéairement avec la fréquence, l'impédance harmonique augmente avec l'ordre harmonique - les harmoniques d'ordre supérieur génèrent proportionnellement moins de courant pour la même distorsion de tension.

Chaque courant harmonique circulant dans l'enroulement du stator triphasé produit son propre champ magnétique tournant dans l'entrefer. Le sens de rotation et la vitesse de chaque champ harmonique dépendent de son classification des séquences — l'un des concepts les plus importants pour comprendre le comportement du moteur sous distorsion harmonique.

Classification des séquences harmoniques

Pour un système triphasé équilibré, les ordres harmoniques suivent un modèle de séquence répétitif:

Harmoniques de séquence positive (7e, 13e, 19ème…) produire des champs tournants dans la même direction que le fondamental - rotation vers l'avant. Ils s'ajoutent au couple fondamental mais contribuent également à des pertes supplémentaires du rotor en raison du glissement élevé à la fréquence harmonique..

Harmoniques de séquence négative (5e, 11e, 17ème…) produire des champs tournant dans le opposé orientation vers le fondamental. C'est le mécanisme critique: le rotor, tournant à une vitesse presque synchrone vers l’avant, voit ces champs tournant vers l'arrière à une fréquence presque deux fois synchrone. Le résultat est une composante de couple de freinage et un échauffement intense du rotor - énergie dissipée sous forme de chaleur sans sortie mécanique utile.. Dans un moteur avec un contenu important de 5ème harmonique sur son alimentation, ce mécanisme est responsable de la majorité des élévations de température liées aux harmoniques.

Harmoniques homopolaires (3e, 9e, 15ème…) sont équilibrés dans les trois phases simultanément. Dans un enroulement de stator connecté en triangle ou à neutre isolé, ils circulent en interne et n'apparaissent pas comme des courants de ligne. Dans un enroulement connecté en étoile avec un neutre connecté, ils circulent dans le conducteur neutre. Pour la plupart des moteurs industriels avec enroulements neutres ou triangle isolés, les harmoniques triples contribuent à une perte supplémentaire négligeable.

Figure 1 — Champs tournants harmoniques dans l'entrefer du moteur

Courants harmoniques dans le moteur — deux scénarios industriels

Lorsque des tensions harmoniques sont présentes aux bornes du moteur, les courants harmoniques circulent à travers le stator et le rotor en fonction de l’impédance harmonique du moteur à chaque fréquence. Le moteur est un nombre de victimes — il répond à toute tension harmonique que le réseau présente à ses bornes. L'ampleur de ces tensions dépend de l'environnement harmonique du réseau, que les normes CEI décrivent à travers des niveaux de compatibilité.

Avant de présenter les calculs, une distinction importante doit être faite quant à ce que représentent réellement les niveaux de compatibilité. Les niveaux de compatibilité sont des objectifs de planification du système — les niveaux que le service public conçoit pour garantir que les tensions harmoniques en tout point du réseau public restent inférieures à ces valeurs dans des conditions normales de fonctionnement. Ce ne sont pas des mesures aux bornes du moteur, et ils ne décrivent pas l'environnement harmonique à l'intérieur d'une installation industrielle. À l'intérieur d'une plante, les tensions harmoniques réelles aux bornes individuelles du moteur dépendent de l'impédance du réseau interne, la concentration et le mélange de charges non linéaires sur des jeux de barres partagés, et s'il existe des conditions de résonance entre les batteries de condensateurs et les impédances des transformateurs ou des câbles.. Dans une installation industrielle mal coordonnée – en particulier dans les mines ou les fonderies où les grands variateurs partagent un bus MT commun – les tensions harmoniques aux bornes du moteur peuvent dépasser les niveaux de compatibilité CEI car le réseau interne relève de la responsabilité du client., pas celui de l'utilitaire. La CEI 61000-2-4 Classe 2 et classe 3 les niveaux utilisés ci-dessous constituent la référence correcte pour les spécifications de l'équipement et le dépistage du pire cas lorsque les données mesurées ne sont pas disponibles. Où les mesures existent, ils ont toujours la priorité.

Deux environnements sont pertinents pour les installations de moteurs industriels. CEI 61000-2-4 définit les niveaux de compatibilité pour les réseaux industriels et non publics — Classe 2 pour environnements industriels généraux (la plupart des installations d'usine), et classe 3 pour les fournitures dédiées ou pour l'industrie lourde où de grandes charges non linéaires telles que les fours à arc, treuils de mine, et les gros disques dominent le réseau:

Ceux-ci sont niveaux de compatibilité — les tensions harmoniques les plus défavorables prévues par le service public au point de couplage commun (PCC). Un moteur connecté n'importe où sur le réseau en aval du PCC peut voir jusqu'à ces niveaux à ses bornes. Pour les calculs techniques sans données mesurées, ces niveaux représentent la référence correcte dans le pire des cas.

Exemple pratique — 100 HP (75 kW) moteur en ligne directe, deux environnements de réseaux industriels

Le moteur dans cet exemple est connecté en ligne directe avec le réseau industriel — il n'est pas alimenté par un VFD. Le réseau est partagé avec des charges redresseuses à 6 impulsions et d'autres équipements non linéaires qui génèrent les tensions harmoniques indiquées ci-dessus.. Utiliser des paramètres représentatifs pour un 100 HP (75 kW), 4-pôle, 400En, Moteurs IE3 (R₁ = 0.08 Ω, R₂ = 0.06 Ω, X₁ = 0.15 Ω, X₂ = 0.12 Ω à 50 Hz, je₁ = 140 A — les valeurs réelles varient selon le fabricant et la conception) et CEI 61000-2-4 niveaux de compatibilité en tant qu'entrée de tension aux bornes:

* Valeurs marquées d'un ~ calculées à partir de paramètres représentatifs d'un 100 HP (75 kW) Moteurs IE3. Les valeurs réelles dépendent de la conception spécifique du moteur — utilisez les données de circuit équivalentes du fabricant pour des calculs précis selon CEI/TS 60034-2-3 [2].
† Surintensité thermique équivalente calculée sur la base de la perte totale de cuivre: $JE_{équivalent} = I_1 \times \sqrt{P_{ajouter}/P_{cu,fonds}}$ où $P_{cu,fonds} \environ 8{,}200\,\texte{DE}$ pour ce moteur. Pertes harmoniques en cuivre du rotor calculées à l'aide du glissement harmonique $s_h = (h \pm 1)/h$ et résistance du rotor corrigée par effet de peau $R_2(h) = R_2(1)\cdot\sqrt{h}$. Since $s_h \approx 1$, la perte de cuivre du rotor est égale à la puissance de l'entrefer: $P_{r,h} = 3I_h^2 R_2(h)$.

02 Glissement harmonique et pertes du rotor

Le glissement subi par le rotor par rapport à chaque champ tournant harmonique est fondamentalement différent du glissement proche de zéro observé à la fréquence fondamentale.. Pour un moteur fonctionnant à glissement fractionnaire $s$ au fondamental, le glissement à l'ordre harmonique $h$ est:

Où $h$ est l'ordre harmonique, $s$ est le glissement noté à la fréquence fondamentale (généralement 0,02 à 0,04 pour les moteurs IE3), et le signe supérieur (-) s'applique aux harmoniques directes, le signe inférieur (+) aux harmoniques de séquence négative. Since $s \ll h$ for all practical harmonic orders, les formulaires simplifiés sont utilisés:

Pour les harmoniques dominantes d'un réseau VFD à 6 impulsions:

L’idée critique de ce tableau est que pour tous les ordres harmoniques, $s_h \approx 1$. Le rotor est essentiellement à arrêt par rapport à chaque champ tournant harmonique. Cela a une conséquence profonde: le circuit équivalent du moteur à fréquence harmonique ressemble à un transformateur en court-circuit, avec une perte de cuivre dans le rotor déterminée presque entièrement par la résistance du rotor à cette fréquence.

Pourquoi les harmoniques inverses génèrent plus de courant

Pour la même amplitude de tension harmonique aux bornes du moteur, un harmonique inverse entraîne plus actuel qu'une harmonique directe d'ordre comparable. La raison réside dans l'impédance de la branche rotorique du circuit équivalent.. À l'ordre harmonique $h$, la résistance de branche du rotor par rapport au stator est $R_2/s_h$. Pour les harmoniques de séquence négative, $ch_h > 1$, donc $R_2/s_h < R_2$ — the rotor branch resistance is réduit. Pour les harmoniques directes, $merde < 1$, so $R_2/s_h > R_2$ — la résistance de branche du rotor est augmenté.

À la même tension aux bornes de 6% de $V_1$, l'harmonique inverse h5 entraîne environ 40% plus actuel que h7 séquence positive à tension égale (varie en fonction de la réactance de fuite du moteur). La réactance de fuite domine l'impédance aux fréquences harmoniques ($hX \approx 27 \fois R_2/s_h$), donc le principal facteur de cette différence est l'ordre harmonique inférieur de h5 - un ordre inférieur signifie une réactance de fuite plus faible et une impédance totale plus faible. Mais l'effet de séquence sur la résistance des branches du rotor est une véritable contribution secondaire qui pousse toujours le courant de séquence négative plus haut que le courant de séquence positive à des ordres harmoniques comparables..

Cela s'ajoute aux trois autres raisons pour lesquelles h5 est plus dommageable que h7.: sa limite de tension de compatibilité CEI est plus élevée (6% contre 5%), son ordre harmonique est inférieur, ce qui donne un courant plus élevé pour la même tension, et son couple de freinage convertit toutes les pertes du rotor en chaleur avec une sortie mécanique nulle. L'effet de séquence sur l'impédance du rotor ajoute un quatrième mécanisme travaillant dans le même sens.

La pulsation de couple 6f₁ — origine électromagnétique et six sources de renforcement

Lorsque plusieurs champs harmoniques sont présents simultanément dans l’entrefer du moteur, leurs interactions de produits croisés produisent des composants de couple pulsés à des fréquences de battement. Ce mécanisme est bien établi dans la littérature — l'interaction des champs harmoniques 5e et 7e avec le fondamental produit un couple pulsé à $6f_1$, et l'interaction de h11 et h13 avec le fondamental produit chacun une pulsation à $12f_1$ [6][13]. Ce qui est moins souvent présenté est l'énumération complète: pour un moteur sur réseau pollué 6 impulsions, il est six interactions de paires harmoniques indépendantes qui produisent tous une pulsation de couple à exactement 6f_1$ simultanément:

Where $\omega_1$ and $\omega_2$ are the angular velocities of the two harmonic rotating fields (rad/s), equal to $\pm h \cdot \omega_1^{fonds}$ où le signe est positif pour les harmoniques directes et négatif pour les harmoniques directes. La valeur absolue garantit que la fréquence de battement est toujours positive quel que soit le sens de rotation du champ.

Le modèle est cohérent: chaque paire harmonique qui diffère exactement 6 les commandes produisent toujours un battement $6f_1$ – quelle que soit la séquence. This is a direct mathematical consequence of the 6-pulse harmonic structure where characteristic harmonics follow $h = 6k \pm 1$, faire toujours des harmoniques adjacentes 6 commandes à part.

Les six interactions produisent une pulsation à exactement 6f_1$ — 300 Hz sur un 50 Système Hz, 360 Hz sur un 60 Système Hz. Ils se renforcent en phase. Cette structure mathématique n'est pas une coïncidence: it is a direct consequence of the 6-pulse harmonic pattern $h = 6k \pm 1$, dans lequel les harmoniques adjacentes diffèrent toujours par 6. Le '6’ dans le redresseur à 6 impulsions et la fréquence de pulsation du couple $6f_1$ partagent la même origine mathématique — la 6 événements de commutation par cycle fondamental du convertisseur.

Surtout, la le domaine fondamental lui-même contribue: l'interaction de h1 avec h5 produit $6f_1$, et l'interaction de h1 avec h7 produit également $6f_1$. Cela signifie que même avec un filtrage des harmoniques très efficace, tant qu'il reste une trace de h5 ou h7 aux bornes du moteur, le fondamental - qui est toujours présent à pleine amplitude - interagira avec lui pour maintenir une pulsation de couple $6f_1$. L'élimination complète de la pulsation $6f_1$ nécessite une véritable onde sinusoïdale aux bornes du moteur.

Le courant de la barre du rotor 6f₁ — h5 et h7 produisent tous deux un courant à la même fréquence (300 Hz / 360 Hz)

Comme le montre l'analyse du glissement harmonique, the frequency of the current induced in the rotor bars by each harmonic field is $s_h \times h \times f_1$. Pour h5 et h7 cela donne un résultat remarquable:

Les champs statoriques harmoniques 5e et 7e induisent des courants de barre de rotor à exactement 6f_1$. Ces deux courants de rotor sont presque en phase et s'additionnent — l'échauffement combiné du rotor de la paire h5/h7 est supérieur à la somme des contributions indépendantes.. C'est à la fois un effet thermique (augmentation de la perte de cuivre du rotor) et un effet mécanique (pulsation de couple $6f_1$ renforcée).

Propagation aux moteurs directs de la pollution du réseau

Une conséquence importante et sous-estimée: la pulsation de couple $6f_1$ affecte chaque moteur en ligne directe sur le réseau partagé - pas seulement des moteurs électriquement proches de la source harmonique. Un moteur de pompe en ligne directe partageant un jeu de barres avec un VFD à 6 impulsions entraînant un convoyeur subit une pulsation de couple de 6f_1$ car l'injection harmonique du redresseur VFD crée une distorsion de tension h5 et h7 au niveau du bus commun., et ces tensions harmoniques entraînent des courants harmoniques dans le stator du moteur de la pompe.. Le moteur de la pompe n'a rien à voir avec le VFD du convoyeur — il est simplement connecté au même réseau. La signature mécanique du convertisseur à 6 impulsions se propage à travers la tension du réseau et réapparaît sous forme d'ondulation du couple de l'arbre dans chaque moteur directement connecté en aval.. C'est pourquoi la variation de débit dans une pompe de procédé peut parfois être attribuée à un VFD sur un équipement complètement différent partageant le même bus MT..

Filtrage par inertie - pourquoi 2f₁ (100 Hz / 120 Hz) compte plus que 6f₁ (300 Hz / 360 Hz) pour la qualité des processus

À 6f_1$ — 300 Hz sur un 50 Système Hz, 360 Hz sur un 60 Système Hz — l'inertie de rotation du moteur permet une atténuation significative de la variation de la vitesse de l'arbre. L'effet de filtre passe-bas mécanique de l'inertie de la charge du rotor signifie que même si la pulsation du couple électromagnétique est réelle et mesurable, l'ondulation de la vitesse de l'arbre qui en résulte est beaucoup plus petite que ce que l'amplitude de l'ondulation du couple le suggère. Comme le note la littérature, lorsque la fréquence d'alimentation n'est pas très faible, la fréquence des pulsations de couple peut être partiellement filtrée par l'inertie du moteur [6].

L'interaction h5 – h7 produit une fréquence de battement à:

La pulsation $2f_1$ — 100 Hz sur un 50 Système Hz, 120 Hz sur un 60 Système Hz - est à une fréquence suffisamment basse pour que l'inertie du moteur fournisse peu d'atténuation. Il se transmet directement à la variation de vitesse de l'arbre et à la charge entraînée. À des fins de qualité des processus, la pulsation $2f_1$ est plus significative que la pulsation $6f_1$ précisément parce qu'elle est inférieure à la fréquence de coupure mécanique du système moteur-charge.

Le spectre complet de pulsations à partir d'harmoniques de réseau à 6 impulsions sur un 50 Système Hz:

Fréquences de battement plus élevées – $18f_1$ (900 Hz), $24f_1$, $30f_1$, $36f_1$ — existe également mathématiquement à partir d'interactions de paires harmoniques d'ordre supérieur, mais sont efficacement éliminés par l'inertie du rotor avant d'atteindre l'arbre. La caractéristique mécanique du filtre passe-bas du système rotor-charge fournit une atténuation croissante avec la fréquence.. À 900 Hz, l'ondulation de la vitesse de l'arbre est négligeable pour toute charge industrielle pratique. Pour l'évaluation de la qualité des processus, seuls $2f_1$ et $6f_1$ nécessitent une attention technique. La ligne $12f_1$ est incluse par souci d'exhaustivité mais n'est pertinente que pour les, processus à faible inertie à des vitesses de ligne élevées.

Effet peau de rotor – le mécanisme d’amplification

Since $s_h \approx 1$, the frequency of the current induced in the rotor bars by the $h$-th harmonic is approximately $h \times f_1$. À 5$f_1$ — 250 Hz sur un 50 Système Hz, 300 Hz sur un 60 Système Hz — l'effet de peau dans les barres du rotor devient très important. Le courant est poussé vers la surface extérieure de la barre, réduisant efficacement la section conductrice et augmentant la résistance du rotor.

Le facteur de correction de l'effet cutané $K_R(h)$ pour une barre de rotor rectangulaire de profondeur $d$ est régi par le paramètre de profondeur de barre:

Où $d$ est la profondeur de la barre du rotor (m), $\mu_0 = 4\pi \times 10^{-7}\,\texte{H/M}$ est la perméabilité de l'espace libre, $\sigma$ est la conductivité électrique du matériau de la barre (environ $3.5 \times 10^7\,\text{S/m}$ pour l'aluminium, $5.8 \times 10^7\,\text{S/m}$ pour le cuivre), $h$ est l'ordre harmonique, et $f_1$ est la fréquence d'alimentation. The parameter $\xi_h$ represents the ratio of bar depth to skin depth at harmonic frequency $hf_1$ — as $\xi_h$ increases, le courant est progressivement confiné à la surface de la barre.

Où $K_R(h)$ is the ratio of rotor bar AC resistance at harmonic frequency $hf_1$ to its DC resistance — always $\geq 1$. À basse fréquence ($\xi_h \ll 1$), $K_R \to 1$ (pas d'effet peau). À haute fréquence ($\xi_h \gg 1$), $K_R \to \xi_h$ (résistance proportionnelle à la fréquence). Pour une barre de rotor de moteur industriel typique à h5 (250 Hz sur un 50 Système Hz, 300 Hz sur un 60 Système Hz), $\xi_h$ est compris entre 1,5 et 3,0, donner $K_R(5) \environ 2,5 $ à 4,0 $. La valeur exacte dépend de la géométrie de la barre et doit être mesurée selon CEI/TS 60034-2-3 [2] pour des calculs précis.

For the simpler $\sqrt{h}$ approximation - adéquate pour les estimations techniques de premier ordre:

Pour les moteurs industriels IE3 typiques, les valeurs mesurées de $K_R(h)$ from short-circuit tests at harmonic frequencies are significantly higher than the $\sqrt{h}$ l'approximation suggère - en particulier pour les conceptions à barres profondes et à double cage. Les données publiées indiquent $K_R(5) \environ 2,5 $ à 4,0 $ et K_R $(7) \environ 3,0 $ à 5,0 $ selon la géométrie de la barre. The $\sqrt{h}$ l'approximation donne $K_R(5) = 2.24$ et $K_R(7) = 2.65$ — conservateur mais utile pour les calculs de dépistage.

Perte de cuivre du rotor à fréquence harmonique

With $s_h \approx 1$, la perte de cuivre du rotor au ordre harmonique $h$ est d'environ:

Où $P_{r,h}$ est la perte de cuivre du rotor triphasé (DE) à l'ordre harmonique $h$, $I_h$ est le courant harmonique RMS par phase (Une) référé au stator, $R_2(h) = R_2(1) \cdot K_R(h)$ est la résistance du rotor à la fréquence harmonique, et $R_2(1)$ est la résistance du rotor à la fréquence fondamentale par rapport au stator. Le facteur de 3 représente les trois phases. Since $s_h \approx 1$, la puissance de l'entrefer et la perte de cuivre du rotor sont à peu près égales aux fréquences harmoniques - contrairement à la fréquence fondamentale où la perte de cuivre du rotor est égale aux temps de glissement de la puissance de l'entrefer.

La perte de cuivre du stator à l'harmonique $h$ ajoute une contribution secondaire:

Où $R_1(h) \environ R_1(1) \cdot \sqrt{h}$ est la résistance CA de l'enroulement du stator à la fréquence harmonique, using the $\sqrt{h}$ approximation de l'effet de peau. L'effet de peau du stator est secondaire à l'effet de peau du rotor aux fréquences harmoniques d'alimentation car la réactance de fuite du stator $hX_1$ domine l'impédance du stator - mais aux fréquences de commutation PWM (Partie 2), l'effet de peau du stator devient significatif et doit être pris en compte séparément.

La perte du noyau à la fréquence harmonique suit la relation de Steinmetz. Les pertes par courants de Foucault augmentent à hauteur de $h^2$ et les pertes par hystérésis à hauteur de $h^{1.6}$, rendant les harmoniques d'ordre supérieur progressivement plus dommageables par unité de flux - bien que l'amplitude de tension harmonique inférieure aux ordres supérieurs modère cet effet dans la pratique. La perte harmonique supplémentaire totale au-dessus du fondamental est la somme de tous les ordres harmoniques présents:

Figure 2 — Interactif: Impédance du rotor et perte aux fréquences harmoniques

03 Facteur K: Quantification de l'exigence de déclassement harmonique

Le facteur K est la mesure d'ingénierie standard pour quantifier l'effet de chauffage supplémentaire du rotor d'un spectre de courant harmonique., par rapport à une alimentation purement sinusoïdale. Il a été développé conjointement par NEMA et IEEE et est défini dans la partie NEMA MG1. 31 et utilisé en conjonction avec l'IEEE 112:

Où $I_h$ est le courant harmonique RMS à l'ordre $h$, exprimé en unité de courant fondamental $I_1$. La pondération $h^2$ reflète l'augmentation de la perte de cuivre du rotor aux fréquences harmoniques en raison de l'effet cutané — il s'agit d'une approximation du $K_R(h)$ facteur abordé dans la section 2, calibré pour la moyenne des géométries des barres de moteur NEMA de conception B.

Un moteur avec un facteur K de $K_x$ est conçu pour supporter sa pleine charge nominale tout en fournissant une forme d'onde de courant avec un facteur K allant jusqu'à $K_x$ sans dépasser son échauffement nominal.. Un moteur standard a un facteur K implicite de 1.0 — conçu pour une alimentation sinusoïdale uniquement.

Exemple pratique — Calcul du facteur K

Considérez un 100 HP (75 kW), 4-pôle, 400En, 50 Hz, Moteur IE3 connecté à un réseau partagé avec des charges VFD à 6 impulsions. Utilisation du spectre harmonique pratique de l'article 1 à pleine charge du VFD:

Un facteur K de 2.74 signifie que ce moteur nécessite un Moteur classé K-4 (la prochaine note standard ci-dessus 2.74) fonctionner sans dépasser l’échauffement nominal sur ce réseau. Les notes standard du facteur K sont K-1, K-4, K-7, K-13, K-20. Le réseau VFD à 6 impulsions sans selfs de ligne nécessite généralement K-4 à K-7 en fonction de la proportion de charge VFD et de l'impédance du réseau..

Figure 3 — Calculateur interactif du facteur K

04 Déclassement pour les harmoniques d'alimentation

Lorsque le contenu harmonique de l'alimentation dépasse le niveau qu'un moteur standard a été conçu pour, deux approches sont disponibles: réduire la puissance du moteur (faites-le fonctionner à une puissance inférieure à la puissance indiquée sur la plaque signalétique) ou spécifier un moteur avec un facteur K suffisant pour supporter la pleine charge sans dépasser les limites de température.

CEI 60034-17 méthode de déclassement

CEI 60034-17 [3] fournit des courbes de déclassement pour les moteurs à induction à cage d'écureuil en fonction du facteur de tension harmonique (FPLP), défini comme:

Le HVF normalise chaque tension harmonique selon son ordre, reflétant le fait que les courants harmoniques d'ordre supérieur sont atténués par la réactance de fuite.. Pour notre 100 HP (75 kW) exemple pratique, avec un réseau THD_En de 8% dominé par les 5ème et 7ème harmoniques (V₅ = 6%, V₇ = 4%, V₁₁ = 2%), la HVF est d'environ 0.015 p.u. CEI 60034-17 les courbes de déclassement indiquent environ 3 à 7 % de déclassement pour un moteur K-1 standard à ce niveau de distorsion — la valeur précise dépend des paramètres de conception du moteur et doit être lue à partir des courbes standard en utilisant le HVF réellement mesuré..

PAS d’approche MG1

PAS de pièce MG1 30 et partie 31 [4] traiter le déclassement des harmoniques grâce aux évaluations du facteur K. Un moteur standard à usage général (K-1) doit être déclassé lorsque le facteur K du courant d'alimentation dépasse 1.0. Pour les moteurs classés K-4, la sortie nominale complète est disponible jusqu'à un facteur K d'alimentation de 4.0. L'approche NEMA est plus directement liée au mécanisme de perte que la méthode HVF et est généralement préférée pour les applications nord-américaines..

Exemple pratique — 100 HP (75 kW) sur réseau pollué

Conditions du réseau: THD_En = 8%, dominante 5ème et 7ème harmonique, Facteur K du courant d'alimentation = 2.74 (calculé dans la section 3).

05 Technologies d'entraînement à fréquence variable — Profil de contrainte du moteur

Le moteur ne fait pas de distinction entre les topologies d'onduleur : il répond à la forme d'onde de tension présentée à ses bornes.. Mais différentes technologies VFD produisent des formes d'onde fondamentalement différentes, avec des conséquences très différentes pour la tension de mode commun, courants porteurs, contrainte d'isolation, et pertes harmoniques. Comprendre la technologie d'entraînement est la première étape essentielle dans l'évaluation de la contrainte du moteur.

Cinq topologies principales sont aujourd'hui utilisées industriellement, allant de l'onduleur IGBT standard largement déployé aux nouvelles conceptions de semi-conducteurs à large bande interdite:

PWM IGBT standard à 2 niveaux

La topologie industrielle dominante. Six commutateurs IGBT découpent la tension du bus CC en une sortie modulée en largeur d'impulsion. Fréquences de commutation de 2 à 16 kHz, temps de montée en tension de 100 à 500 ns, and common mode voltage of $\pm V_{DC}/2$ [7]. Bien compris, largement normalisé selon IEC TS 60034-25 [1] et pièce NEMA MG1 31 [4]. Toutes les sections suivantes de la partie 2 décrire cette topologie comme référence, sauf indication contraire.

Onduleurs à commutation douce

Les topologies à liaison résonante et quasi-résonante garantissent que les transitions de commutation se produisent à tension nulle ou à courant nul, réduisant considérablement le rapport dv/dt. La génération de courant de roulement et la contrainte d'isolation sont nettement inférieures à celles des conceptions IGBT à commutation dure. Le compromis est une complexité accrue du circuit, coût plus élevé, et une robustesse réduite. Les onduleurs à commutation douce n'ont pas été largement adoptés par l'industrie malgré leurs avantages en termes de santé du moteur.

Onduleurs multiniveaux — NPC et condensateur volant

Au lieu de commuter la totalité de la tension du bus CC en une seule étape, les onduleurs à plusieurs niveaux divisent chaque transition en étapes de tension plus petites. Un onduleur NPC à 3 niveaux produit des pas de tension de $V_{DC}/2$ plutôt que le $V_ complet{DC}$ d'un onduleur 2 niveaux, reducing both dv/dt and peak common mode voltage to $\pm V_{DC}/6$ — une triple réduction. Les topologies à plusieurs niveaux sont standard dans les variateurs moyenne tension (2.3–11kV) et de plus en plus disponible pour les applications basse tension haute puissance. Ils représentent la meilleure solution disponible pour réduire le courant des roulements sans filtrage de sortie..

Frontal actif (AFE) lecteurs

Le remplacement du pont redresseur à diodes standard par un redresseur actif basé sur l'IGBT permet au courant côté alimentation d'être presque sinusoïdal, éliminant ainsi les harmoniques d'alimentation qui affectent les moteurs en partie. 1. Les disques AFE sont la bonne solution lorsque IEEE 519 [14] la conformité du côté de l’offre est la principale préoccupation. Cependant, le redresseur AFE utilise une commutation PWM qui génère ses propres courants de mode commun haute fréquence côté alimentation. L'onduleur côté moteur est inchangé par rapport à un variateur standard : courants de roulement, contrainte d'isolation, et les pertes PWM au niveau du moteur sont identiques à celles d'un variateur IGBT standard.

Onduleurs à large bande interdite SiC et GaN

Carbure de silicium (SiC) et nitrure de gallium (GaN) les semi-conducteurs permettent des fréquences de commutation de 50 à 200 kHz avec des pertes de commutation bien inférieures aux IGBT au silicium. Une fréquence de commutation plus élevée améliore la qualité de la forme d'onde du courant et réduit l'ondulation du couple. Cependant, la commutation plus rapide produit un dv/dt considérablement plus élevé — des temps de montée de tension de 10 à 50 ns par rapport à 100 à 500 ns pour les IGBT au silicium. Cela crée des courants de roulement et des contraintes d'isolation plus sévères., pas moins. Les limites de longueur de câble pour les onduleurs SiC peuvent être aussi courtes que 3 compteurs sans filtrage de sortie. Les entraînements SiC progressent rapidement dans les applications des véhicules électriques et de l'aérospatiale et commencent à apparaître dans les installations industrielles..

06 Tension de mode commun – La cause profonde

Lorsqu'un moteur est alimenté par un variateur de fréquence PWM, il est soumis à un environnement harmonique sans équivalent en fonctionnement direct ou en distorsion harmonique côté alimentation. L'origine de cet environnement est le tension de mode commun — une tension parasite entre les enroulements du moteur et le châssis du moteur qui résulte directement du processus de commutation PWM.

Origine de la tension de mode commun

Dans un onduleur IGBT triphasé, chaque phase de sortie est commutée entre les rails de bus CC positifs et négatifs. A tout instant, les tensions triphasées $v_a$, $v_b$, $v_c$ par rapport au point médian du bus CC totalise rarement zéro — les commutateurs sont dans des états différents et le point médian du bus CC flotte électriquement. La tension de mode commun $V_{cm}$ est défini comme la moyenne des tensions triphasées par rapport à la terre:

Pour un onduleur IGBT standard à 2 niveaux avec tension de bus CC $V_{DC}$, the common mode voltage can take values of $\pm V_{DC}/6$, $\pm V_{DC}/2$ en fonction de l'état de commutation, commutation à la fréquence porteuse (généralement 2 à 16 kHz). Sur un système 400V, $V_{DC} \approx 565\,\text{En}$, donnant des tensions de crête en mode commun de 94 V à 283 En — changer des milliers de fois par seconde. Sur un système 480V, les valeurs de crête atteignent 300 à 400 V.

Cette haute fréquence, une oscillation de tension de grande amplitude est présente entre le point étoile du moteur et la masse du châssis du moteur. Dans un moteur en ligne directe, $V_{cm}$ est essentiellement nul - le point étoile est à un potentiel basse fréquence stable et le cadre est mis à la terre. La tension de mode commun est entièrement une conséquence de la commutation PWM.

Le moteur comme réseau capacitif aux fréquences kHz

À la fréquence d'alimentation (50–60 Hz), le moteur se comporte comme une charge inductive. À des fréquences de commutation de 2 à 16 kHz, les réactances inductives sont très élevées mais les capacités parasites — entre enroulements, entre stator et rotor, entre le rotor et le châssis, et à travers le film lubrifiant du roulement - deviennent des chemins de conduction dominants. Quatre capacités parasites déterminent la répartition du courant de mode commun:

La tension de mode commun entraîne des courants de déplacement à travers ce réseau capacitif. Le plus grand chemin - l'enroulement du stator jusqu'au cadre passant par $C_{SF}$ - transporte la majeure partie du courant de mode commun directement à la terre. Une fraction plus petite passe par $C_{sr}$ au rotor, où il charge la capacité rotor-châssis $C_{RF}$ et augmente la tension de l'arbre. Lorsque la tension de l'arbre dépasse la rigidité diélectrique du film lubrifiant du roulement, la charge stockée se décharge à travers le roulement, déclenchant les mécanismes d'endommagement du roulement décrits dans la section 6.

Figure 4 — Circuit de tension en mode commun et chemins de capacité parasite

07 Mécanismes de courant porteur

La tension de mode commun décrite dans la section 5 entraîne le courant à travers le moteur via quatre mécanismes distincts, chacun avec son propre chemin physique, schéma de dégâts, dépendance à la taille du cadre, et atténuation [8][9]. Comprendre quel mécanisme domine dans une application donnée est essentiel pour sélectionner la solution correcte et rentable..

Mécanisme 1 — Courant de décharge capacitif

La capacité stator-rotor $C_{sr}$ forme un diviseur de tension avec $C_{RF}$ et $C_b$. La tension de l'arbre est:

Où $V_{arbre}$ est la tension arbre-châssis résultante (En), $V_{cm}$ est la tension de mode commun au point étoile du moteur (En), $C_{sr}$ est la capacité stator-rotor à travers l'entrefer, $C_{RF}$ est la capacité rotor-châssis, et $C_b$ est la capacité du roulement à travers le film lubrifiant. Depuis $C_{sr} \ll C_{RF}$ dans la plupart des moteurs, $V_{arbre}$ représente généralement 5 à 30 % de $V_{cm}$ — mais cette fraction peut être nettement plus élevée dans les moteurs plus petits avec de minces entrefers.

Ce courant capacitif circule à une fréquence de commutation à travers le trajet stator-entrefer-rotor-roulement-cadre.. L'ampleur est généralement faible — $C_{sr}$ est petit par rapport à $C_{SF}$ - et provoque rarement à lui seul des dommages aux roulements. C'est, cependant, la source de tension de l'arbre qui active les mécanismes les plus dommageables qui suivent.

Mécanisme 2 — GED (Usinage par électroérosion) courant de roulement

La capacité rotor-châssis $C_{RF}$ se charge progressivement à chaque événement de commutation. Lorsque la tension aux bornes de $C_{RF}$ — qui apparaît sur le film lubrifiant du roulement — dépasse la résistance au claquage diélectrique du lubrifiant (généralement 5 à 30 V en fonction de l'épaisseur du film et de l'état du lubrifiant), la charge stockée se décharge sous la forme d'un micro-arc à travers le roulement. Chaque décharge est essentiellement un événement EDM miniature: une fosse microscopique est érodée de la surface du chemin de roulement ou de l'élément roulant.

Plus de milliers d'événements de commutation par seconde et des millions d'heures de fonctionnement, les piqûres accumulées produisent la caractéristique motif de cannelures — rainures circonférentielles régulièrement espacées sur la bague intérieure du roulement, espacés à des intervalles correspondant à la fréquence de commutation et à la vitesse de rotation du rotor. Les dommages causés par les cannelures sont le mode de défaillance des roulements le plus couramment observé dans les moteurs entraînés par VFD et produisent un gémissement aigu caractéristique qui change de pas avec la vitesse du moteur..

Le courant de roulement EDM se produit dans les moteurs de toute taille de châssis et constitue le mécanisme dominant dans les moteurs inférieurs à environ 100 kW (Cadre CEI 315). Il est atténué en fournissant un chemin alternatif à faible impédance pour le courant du roulement - généralement un anneau de mise à la terre de l'arbre. (Type AEGIS SGR) qui détourne continuellement le courant du roulement.

Mécanisme 3 — Courant de roulement haute fréquence en circulation

Dans les moteurs supérieurs à environ 100 kW (Cadre CEI 315 et au-dessus), un deuxième mécanisme, plus destructeur, apparaît. Le courant de mode commun circulant dans $C_{SF}$ n'est pas uniformément réparti autour de la circonférence du stator - la disposition asymétrique des enroulements et la répartition des fentes créent un flux magnétique net haute fréquence le long de l'axe du rotor. Par la loi de Faraday, ce flux axial induit un courant circulant dans la boucle:

Roulement d'extrémité d'entraînement → arbre → roulement d'extrémité opposée → cadre de stator → retour au roulement d'extrémité d'entraînement

Ce courant circulant circule à une fréquence de commutation et peut atteindre des amplitudes de plusieurs ampères, soit nettement plus élevées que le mécanisme de décharge capacitive.. Contrairement aux courants EDM qui se déchargent en impulsions microsecondes, le courant de circulation dans les roulements circule en continu à la fréquence de commutation, produisant un échauffement Joule important et une dégradation rapide du lubrifiant en plus de la corrosion électrolytique des surfaces de roulement.

L'atténuation est un roulement isolé du côté opposé à l'entraînement (EMI) — rompre la boucle de courant de circulation en éliminant un chemin conducteur. Un roulement à revêtement céramique ou un roulement hybride en céramique (éléments roulants en céramique dans une course en acier) est utilisé. Isoler un seul roulement est généralement suffisant ; l’isolation des deux crée des difficultés d’alignement de l’arbre et de gestion thermique..

Mécanisme 4 — Courant de masse du rotor

Lorsque le blindage du câble moteur n'est pas correctement terminé — ou lorsqu'un câble monoconducteur est utilisé — le courant de retour en mode commun n'a pas de chemin à faible impédance vers le variateur.. Le courant revient plutôt via l’arbre du moteur, palier, et le châssis du moteur au sol de distribution, et de là, retour à l'armoire de commande. Ce courant de masse du rotor peut être important (des centaines de milliampères à plusieurs ampères) et affecte non seulement les roulements du moteur, mais également les roulements de tout équipement couplé – boîtes de vitesses, pompes, ventilateurs - qui partagent le même arbre.

L'atténuation est une installation correcte du câble: un câble blindé avec le blindage terminé à la fois du côté variateur et côté moteur avec des pinces à 360°, pas de connexions en queue de cochon. Une self de mode commun sur le câble de sortie réduit encore davantage le courant de masse du rotor dans les installations difficiles.

08 Pertes harmoniques PWM dans le moteur

Au-delà des courants porteurs, la forme d'onde PWM impose des pertes supplémentaires dans le moteur qui sont absentes du fonctionnement en ligne directe. Ces pertes diffèrent fondamentalement des pertes d'harmoniques d'alimentation discutées dans la partie 1, à la fois dans leur gamme de fréquences et dans le mécanisme de perte dominant.

Pourquoi les harmoniques PWM sont différentes des harmoniques d'alimentation [10]

Harmoniques d'alimentation (5e, 7e, 11ème…) apparaissent sous forme de tensions harmoniques à 250, 350, 550 Hz sur un 50 Système Hz. Les harmoniques de commutation PWM apparaissent sur la fréquence porteuse et ses bandes latérales - généralement 2 à 16 kHz et des multiples de celle-ci. A ces fréquences, l'inductance de fuite du moteur est très élevée, atténuant efficacement le courant harmonique. La forme d'onde du courant moteur sur une sortie VFD est donc presque sinusoïdale malgré la tension fortement déformée..

Cependant, la tension n'est pas filtrée. La pleine tension PWM - avec ses fronts à commutation rapide, transitoires d'ondes réfléchies, et dv/dt élevé — est appliqué directement sur l'isolation du stator. Les pertes supplémentaires à la fréquence de découpage, bien qu'il ne soit pas assez grand pour affecter la production de couple, sont suffisants pour augmenter de manière significative l'échauffement du moteur - généralement de 5 à 15 °C au-dessus du fonctionnement en ligne directe à la même charge.

Pertes supplémentaires dues au fonctionnement PWM

IEC / TS 60034-2-3 [2] identifie et quantifie les pertes supplémentaires dans les moteurs alimentés par convertisseur grâce à une procédure structurée de séparation des pertes. Les principaux contributeurs sont:

La perte supplémentaire totale due au fonctionnement PWM (généralement 15 à 40 % au-dessus du mode direct) se manifeste par une augmentation de l'augmentation de la température du moteur.. Pour un moteur avec un échauffement nominal de 80°C (Isolation classe F, Hausse de classe B), un 20% l’augmentation des pertes produit environ 16°C d’augmentation de température supplémentaire, consommant une partie importante de la marge de durée de vie de l'isolation disponible.

La fréquence de commutation a un effet non négligeable: fréquences de commutation inférieures (2–4kHz) produire une ondulation de courant harmonique plus élevée et une perte de cuivre du rotor plus élevée. Fréquences de commutation plus élevées (8–16 kHz) réduire l'ondulation du courant mais augmenter la perte du noyau et la perte de cuivre du stator par effet cutané. Il existe une fréquence de commutation optimale pour une perte totale minimale du moteur, généralement dans la plage de 4 à 8 kHz pour la plupart des moteurs industriels.

09 Pulsations de torsion, Contrainte de l'arbre, et qualité des produits

Parmi tous les effets harmoniques sur les moteurs entraînés par VFD, les pulsations de torsion sont les moins comprises et les plus conséquentes pour les opérations de production. Un ingénieur enquêtant sur une défaillance de roulement mesurera la tension de l'arbre. Un ingénieur enquêtant sur un problème de qualité de processus pense rarement à analyser l'ondulation du couple moteur, mais la connexion est directe., mesurable, et dans de nombreux cas, la cause première d'une variabilité des produits autrement inexpliquée.

Origine des pulsations de couple — moteur direct sur réseau pollué

Lorsque deux champs tournants harmoniques d’ordres différents sont simultanément présents dans l’entrefer du moteur, leur interaction produit une composante de couple pulsé à la fréquence de battement entre eux. Pour les harmoniques dominantes 5ème et 7ème d'un réseau redresseur à 6 impulsions:

La pulsation de couple $2f_1$ — 100 Hz sur un 50 Système Hz, 120 Hz sur un 60 Système Hz – est le double de la fréquence d'alimentation. Il apparaît quelle que soit la vitesse du moteur et est toujours présent lorsque les courants harmoniques 5ème et 7ème circulent simultanément sur le réseau.. Des fréquences de pulsation supplémentaires proviennent d'autres interactions de paires harmoniques:

Sur un moteur alimenté par VFD, des pulsations de torsion supplémentaires proviennent du modèle de commutation PWM lui-même. À des fréquences de commutation inférieures (2–4kHz), l'ondulation du courant est suffisante pour produire une ondulation du couple à la fréquence de commutation et dans ses bandes latérales ; c'est la source du bruit acoustique caractéristique des moteurs entraînés par VFD et contribue aux vibrations mécaniques transmises à travers l'arbre à la charge et aux roulements.

Résonance subsynchrone et bandes de vitesse interdites

En fonctionnement à vitesse variable, le système mécanique possède des fréquences de résonance naturelles déterminées par l'inertie du rotor, rigidité de l'arbre, conformité du couplage, et inertie de charge. Lorsque la fréquence de sortie du VFD est telle qu'une pulsation de couple harmonique coïncide avec une fréquence de résonance mécanique du système d'arbre - même de manière transitoire pendant une accélération ou une décélération - l'excitation résonante qui en résulte peut être grave.:

Pulsations de torsion et fatigue des roulements

Même en dessous de la résonance, pulsations de couple soutenues à $2f_1$ (100 Hz / 120 Hz) et 12f_1$ (600 Hz / 720 Hz) imposer des charges radiales et axiales cycliques sur les roulements. Les roulements à éléments roulants sont conçus pour une charge statique et dynamique dans une direction — le calcul de la durée de vie des roulements L10 suppose une charge constante ou variant lentement. Une charge radiale oscillante de 2f_1$ (100 Hz / 120 Hz) superposé à la charge statique accélère la fatigue des roulements en augmentant la charge dynamique maximale à chaque cycle. La durée de vie du roulement L10 est proportionnelle au cube du rapport de charge $(C/P)^3$ — un composant oscillant modeste a un impact limité à des charges statiques élevées, mais à mesure que l'amplitude d'oscillation se rapproche de l'amplitude de la charge statique, la charge de pointe effective augmente fortement et la durée de vie des roulements se dégrade rapidement. Dans les applications à faible charge, où le moteur est fortement déclassé et la charge statique des roulements est faible, le composant oscillant dû aux pulsations de couple peut devenir la charge dominante., faire de la durée de vie des roulements la contrainte de conception critique.

Conséquences sur la qualité des produits

La pulsation du couple d'arbre d'un moteur en marche est transmise directement à tout ce que le moteur entraîne. Dans la plupart des processus industriels, l'arbre est le principal moyen par lequel l'énergie électrique est convertie en travail de processus - et toute variation de la vitesse ou du couple de l'arbre apparaît immédiatement dans le résultat du processus. Les applications suivantes sont particulièrement sensibles:

Pompes et systèmes de débit

Une pompe centrifuge entraînée par un moteur avec 100 La pulsation du couple Hz produit une ondulation du débit à la même fréquence. Dans les applications de dosage et de mesure — injection chimique, remplissage pharmaceutique, dosage des aliments et des boissons - cette ondulation du débit se traduit directement par la variation du poids de la dose. Une machine de remplissage fonctionnant à 60 conteneurs par minute qui éprouve 1% ondulation du débit à 100 Hz affichera un modèle de variation de poids systématique dans les conteneurs remplis qui est en corrélation avec le modèle de commutation du lecteur.. La variation peut être conforme aux spécifications individuelles, mais apparaît immédiatement dans le contrôle statistique du processus sous la forme d'une variation non aléatoire - ne respectant pas les exigences Cpk alors que toutes les mesures individuelles satisfont aux spécifications..

Convoyeurs et processus alimentés par Web

Dans les processus Web continus – papier, film, déjouer, textile - le moteur du convoyeur ou du rouleau pinceur tourne à une vitesse contrôlée qui détermine le poids du revêtement, épaisseur de l'espace entre la calandre, ou imprimer le registre. Ondulation de vitesse due aux pulsations de couple à 2f_1$ (100 Hz / 120 Hz) produit une variation périodique de la vitesse du matériau qui apparaît dans le produit sous la forme d'un motif régulier de variation d'épaisseur, fluctuation du poids du revêtement, ou un mauvais repérage de l'impression à une longueur d'onde spatiale déterminée par la vitesse de la bande et la fréquence de pulsation. À une vitesse Web de 200 m/min (3.3 MS), un 100 Hz (50 Système Hz) l'ondulation de la vitesse produit des variations espacées 33 mm l'un de l'autre — clairement visible dans le produit et souvent à l'origine de plaintes de clients attribuées au produit plutôt qu'au système d'entraînement.

Compresseurs

Les pulsations de couple dans un entraînement de compresseur produisent des oscillations de pression de refoulement à $2f_1$ (100 Hz / 120 Hz). Dans les applications de gaz de procédé, en particulier lorsque le gaz comprimé alimente un réacteur en aval, séparateur, ou analyseur - ces oscillations de pression interfèrent avec l'instrumentation du processus, provoquer des faux déclenchements sur les pressostats différentiels, et dans les cas graves, cela s'accompagne de résonances acoustiques dans le système de canalisations, amplifier les amplitudes des ondes de pression dommageables. Dans les compresseurs alternatifs, l'interaction entre les pulsations de pression inhérentes au cycle de compression et les pulsations de couple induites électriquement peut produire une charge de fatigue sur l'arbre non prévue dans la conception mécanique d'origine.

Mélangeurs et extrudeuses

En extrusion et mélange de polymères, la vitesse de la vis détermine le temps de séjour, taux de cisaillement, et apport d'énergie par unité de volume de produit. La variation de vitesse due aux pulsations de couple produit une variation de la température de fusion, viscosité à la filière, et la pression au niveau de la pointe de la vis, qui affectent toutes les dimensions du produit, état de surface, et propriétés mécaniques. Dans les applications de mélange d'aliments, l'ondulation de la vitesse affecte l'uniformité du mélange et l'efficacité de l'émulsification. Ces effets sont spécifiques au processus et peuvent être très sensibles à de petites variations de vitesse — un 0.1% une ondulation de vitesse qui serait mécaniquement négligeable peut être critique pour le processus dans une application pharmaceutique ou de polymères spéciaux de grande valeur.

Bobineuses

Au cinéma, déjouer, papier, et enroulement de fil, la tension de l'enroulement est contrôlée par une combinaison de contrôle de couple et de retour de vitesse. Les pulsations de couple modulent directement la tension du bobinage à $2f_1$ (100 Hz / 120 Hz), produisant une variation de la densité du rouleau et de la tension enroulée qui apparaît comme une variation de contrainte de couche à couche dans le rouleau fini. En enroulement de films et de feuilles, cette variation de tension provoque un blocage (couches collées ensemble) dans les zones à fortes contraintes et enroulement lâche dans les zones à faibles contraintes - qui produisent tous deux des taux de défauts lors des opérations de conversion ultérieures. En bobinage de fil, la variation de tension provoque une variation dimensionnelle dans la bobine enroulée qui affecte ses caractéristiques électriques.

Figure 5 — Interactif: Spectre de pulsation de couple et impact sur la qualité du produit

10 Résumé des mesures d’atténuation et guide de spécifications

L'atténuation efficace des effets harmoniques sur les moteurs à induction est fondamentalement une compatibilité électromagnétique (EMC) défi - le moteur doit coexister avec l'équipement de conversion de puissance qui l'entraîne ou partage son réseau. Chaque mécanisme nécessite une solution appliquée à un point différent du système: faire correspondre la solution au mécanisme spécifique est la première exigence. La suringénierie gaspille du capital; la sous-ingénierie produit des échecs répétés. Le guide suivant couvre les deux scénarios de cet article.

Partie 1 Atténuation — Harmoniques du côté de l’offre

Pour un traitement détaillé des solutions de filtration passives et actives, voir l'article 2 dans cette série.

Partie 2 atténuation — Courants de roulement du VFD et isolation

Pulsation de torsion et atténuation de la qualité du produit

Liste de contrôle des spécifications du moteur à variateur — 100 HP (75 kW) exemple pratique

Les deux scénarios traités dans cet article — un moteur direct sur un réseau pollué, et un moteur alimenté par un variateur de fréquence - nécessitent des méthodes d'évaluation fondamentalement différentes, différentes normes, et différentes stratégies d’atténuation. Appliquer la mauvaise approche à l’un ou l’autre scénario produit un diagnostic incorrect et des remèdes inefficaces. La liste de contrôle technique ci-dessus rassemble les deux scénarios dans un cadre de spécification unique pour le 100 HP (75 kW) moteur de référence qui tourne tout au long de cet article.

La distorsion harmonique sur les réseaux industriels n'est pas une condition statique : elle évolue à mesure que les charges changent., le nouvel équipement est mis en service, et les impédances du réseau changent. Les solutions d'atténuation spécifiées aujourd'hui doivent être vérifiées périodiquement par rapport à l'environnement harmonique qui existe réellement.. Mesure de la qualité de l'énergie selon CEI 61000-4-7 [15] est la seule base fiable pour cette vérification. Un prochain article de cette série abordera la méthodologie de mesure, sélection des instruments, et l'interprétation des données d'enquête harmonique pour l'évaluation de l'état du moteur.

Références

1. CEI TS 60034-25:2022, Machines électriques tournantes — Partie 25: Machines électriques à courant alternatif utilisées dans les systèmes d'entraînement de puissance — Guide d'application, CEI, 2022.
2. IEC / TS 60034-2-3:2013, Machines électriques tournantes — Partie 2-3: Méthodes d'essai spécifiques pour déterminer les pertes et l'efficacité des moteurs à courant alternatif alimentés par un convertisseur, CEI, 2013.
3. CEI 60034-17:2006, Machines électriques tournantes — Partie 17: Moteurs à induction à cage alimentés par des convertisseurs - Guide d'application, CEI, 2006.
4. NON MG1-2021, Moteurs et générateurs, Partie 30 et partie 31, NO, 2021.
5. IEEE Std 112-2017, Procédure de test standard IEEE pour les moteurs et générateurs à induction polyphasés, IEEE, 2017.
6. Audacieux, JE., Vautour, S.A., Le manuel de la machine à induction, 2nd ed., CRC Press, 2010.
7. Mohan, N., Undeland, T.M., Robbins, W.P., Power Electronics: Convertisseurs, Applications et conception, 33e éd., John Wiley & Sons, 2003.
8. Variateurs ABB, Guide technique Non. 5 — Courants de roulement dans les systèmes de variateur AC modernes, ABB, 2011.
9. Muetze, A., Liant, A., “Règles pratiques pour l'évaluation des courants de roulement induits par l'onduleur dans les moteurs à courant alternatif alimentés par l'onduleur jusqu'à 500 kW,” Transactions IEEE sur l'électronique industrielle, vol. 54, pas. 3, pp. 1614–1622, 2007.
10. Skibinski, G., Ecclésiastique, R., Schlegel, D., “Émissions EMI des variateurs AC PWM modernes,” Magazine des applications industrielles de l'IEEE, vol. 5, pas. 6, pp. 47–81, 1999.
11. Zawirski, K. et al., “Déclassement des moteurs à induction à cage d'écureuil en raison d'harmoniques élevées dans la tension d'alimentation,” Énergies, vol. 16, pas. 18, 6604, 2023.
12. La balle, M.H.J.. et al., “Supraharmoniques (2 à 150 kHz) et convertisseurs multi-niveaux,” Groupe de travail CIGRE/CIRED/IEEE C4.24, 2014.
13. Dugan, R.C., McGranaghan, M.F., Santoso, S., Beaty, H.W., Electrical Power Quality Systems, 33e éd., McGraw-Hill, 2012.
14. IEEE Std 519-2022, Norme IEEE pour le contrôle des harmoniques dans les systèmes d'alimentation électrique, IEEE, 2022.
15. CEI 61000-4-7:2002+A1:2008, Compatibilité électromagnétique — Techniques d'essai et de mesure — Guide général sur les mesures d'harmoniques et d'interharmoniques, CEI, 2008.