Efectos armónicos en motores de inducción: Contaminación de la red, Estrés del variador de frecuencia, y mitigación

Introducción

El motor de inducción es el caballo de batalla de los sistemas de energía industriales: convierte la energía eléctrica en trabajo mecánico en todos los sectores, desde la minería hasta el procesamiento de alimentos., desde el tratamiento del agua hasta la fabricación. También se encuentra entre las cargas más sensibles a la degradación de la calidad de la energía., y entre las fuentes más comunes de costos de mantenimiento inesperados cuando se opera fuera de las condiciones para las que fue diseñado.

Los armónicos afectan a los motores de inducción de dos maneras fundamentalmente diferentes, dependiendo de si el motor está conectado a la red o a la salida de un variador de frecuencia. Un motor conectado a una red de suministro distorsionada, una compartida con cargas rectificadoras de 6 pulsos, hornos de arco, u otro equipo no lineal: está sujeto a voltajes armónicos en sus terminales que impulsan corrientes armónicas a través de sus devanados. Un motor alimentado directamente desde la salida de un variador de frecuencia PWM se enfrenta a un problema completamente diferente: La conmutación de alta frecuencia del inversor crea voltajes de modo común., corrientes de rodamiento, tensión de aislamiento, y pulsaciones torsionales que no tienen equivalente en la distorsión armónica del lado de la oferta..

la fisica, los modos de falla, las normas aplicables, y las estrategias de mitigación son diferentes en cada caso. Confundir ambos conduce a un diagnóstico incorrecto, remedios inadecuados, y continuos fracasos. Este artículo trata ambos escenarios con igual rigor., usando un solo 100 HP (75 kW) El motor como hilo conductor de los dos ejemplos prácticos..

01 Cómo entran los armónicos de suministro al motor

Cuando hay tensiones armónicas presentes en los terminales del motor., Las corrientes armónicas fluyen a través de la impedancia del estator de acuerdo con:

Donde $V_h$ es la tensión armónica de orden $h$, $R_1$ y $R_2’$ son las resistencias del estator y del rotor referidas, y $X_1$, $X_2’$ son las reactancias de fuga a la frecuencia fundamental. Dado que la reactancia de fuga aumenta linealmente con la frecuencia, La impedancia armónica aumenta con el orden armónico: los armónicos de orden superior generan proporcionalmente menos corriente para la misma distorsión de voltaje..

Cada corriente armónica que fluye en el devanado del estator trifásico produce su propio campo magnético giratorio en el entrehierro.. La dirección de rotación y la velocidad de cada campo armónico dependen de su clasificación de secuencia — uno de los conceptos más importantes para comprender el comportamiento motor bajo distorsión armónica.

Clasificación de secuencia armónica

Para un sistema trifásico equilibrado, Los órdenes armónicos siguen un patrón de secuencia repetitivo.:

Armónicos de secuencia positiva (7ª, 13ª, 19el...) producen campos giratorios en la misma dirección que el fundamental: rotación hacia adelante. Aumentan el par fundamental pero también contribuyen a pérdidas adicionales del rotor debido al alto deslizamiento a la frecuencia armónica..

Armónicos de secuencia negativa (5ª, 11ª, 17el...) producen campos que giran en el opuesto dirección a lo fundamental. Este es el mecanismo crítico: el rotor, girando a una velocidad casi sincrónica en la dirección de avance, ve estos campos que giran hacia atrás a casi el doble de frecuencia sincrónica. El resultado es un componente de par de frenado y un intenso calentamiento del rotor: energía disipada en forma de calor sin salida mecánica útil.. En un motor con un contenido importante de 5º armónico en su alimentación, Este mecanismo es responsable de la mayoría del aumento de temperatura relacionado con los armónicos..

Armónicos de secuencia cero (3rd, 9ª, 15el...) están equilibrados en las tres fases simultáneamente. En un devanado de estator conectado en delta o con neutro aislado, Circulan internamente y no aparecen como corrientes de línea.. En un devanado conectado en estrella con un neutro conectado, circulan por el conductor neutro. Para la mayoría de los motores industriales con devanados neutros o delta aislados, Los armónicos triples contribuyen a una pérdida adicional insignificante..

Figura 1 — Campos giratorios armónicos en el entrehierro del motor.

Corrientes armónicas en el motor: dos escenarios industriales

Cuando hay tensiones armónicas presentes en los terminales del motor., Las corrientes armónicas fluyen a través del estator y el rotor de acuerdo con la impedancia armónica del motor en cada frecuencia.. El motor es un carga de víctimas — responde a cualquier tensión armónica que presente la red en sus terminales. La magnitud de esos voltajes depende del entorno armónico de la red., qué estándares IEC describen a través de niveles de compatibilidad.

Antes de presentar los cálculos., Se debe hacer una distinción importante sobre qué niveles de compatibilidad realmente representan.. Los niveles de compatibilidad son objetivos de planificación del sistema. — los niveles que diseña la empresa de servicios públicos para garantizar que las tensiones armónicas en cualquier punto de la red pública permanezcan por debajo de estos valores en condiciones normales de funcionamiento. No son medidas en terminales del motor., y no describen el ambiente armónico dentro de una instalación industrial.. Dentro de una planta, Los voltajes armónicos reales en los terminales individuales del motor dependen de la impedancia de la red interna., la concentración y mezcla de cargas no lineales en barras compartidas, y si existen condiciones de resonancia entre los bancos de condensadores y las impedancias del transformador o del cable.. En una instalación industrial mal coordinada, particularmente en minería o fundición donde los variadores grandes comparten un bus MV común, los voltajes armónicos en los terminales del motor pueden exceder los niveles de compatibilidad IEC porque la red interna es responsabilidad del cliente., no de la utilidad. La CEI 61000-2-4 Clase 2 y clase 3 Los niveles utilizados a continuación son la referencia correcta para la especificación del equipo y la detección del peor de los casos cuando los datos medidos no están disponibles.. Donde existen medidas, siempre tienen prioridad.

Dos entornos son relevantes para las instalaciones de motores industriales.. IEC 61000-2-4 define niveles de compatibilidad para redes industriales y privadas - Clase 2 para entornos industriales generales (la mayoría de las instalaciones de plantas), y clase 3 para suministros dedicados o de la industria pesada donde grandes cargas no lineales, como hornos de arco, polipastos de mina, y las unidades grandes dominan la red:

Estos son niveles de compatibilidad — las tensiones armónicas del peor de los casos para las que la empresa de servicios públicos planea en el punto de acoplamiento común (PCC). Un motor conectado en cualquier lugar de la red aguas abajo del PCC puede alcanzar estos niveles en sus terminales.. Para cálculos de ingeniería sin datos medidos, Estos niveles representan la referencia correcta en el peor de los casos..

Ejemplo práctico - 100 HP (75 kW) motor directo, dos entornos de red industrial

El motor en este ejemplo está conectado Directo en línea a la red industrial. — no se alimenta desde un VFD. La red se comparte con cargas rectificadoras de 6 pulsos y otros equipos no lineales que generan los voltajes armónicos tabulados anteriormente.. Usando parámetros representativos para un 100 HP (75 kW), 4-polo, 400En, motores IE3 (R₁ = 0.08 Z, R₂ = 0.06 Z, X₁ = 0.15 Z, X₂ = 0.12 Ω en 50 Hz, yo₁ = 140 A: los valores reales varían según el fabricante y el diseño.) e IEC 61000-2-4 niveles de compatibilidad como entrada de voltaje terminal:

* Valores marcados con ~ calculados utilizando parámetros representativos para un 100 HP (75 kW) motores IE3. Los valores reales dependen del diseño específico del motor; utilice los datos del circuito equivalente del fabricante para realizar cálculos precisos según IEC/TS. 60034-2-3 [2].
† Sobrecorriente térmica equivalente calculada sobre la base de la pérdida total de cobre: $I_{equivalente} = I_1 \times \sqrt{PAGS_{agregar}/PAGS_{Cu,financiar}}$ donde $P_{Cu,financiar} \aprox 8{,}200\,\texto{En}$ para este motor. Pérdidas armónicas del cobre del rotor calculadas utilizando el deslizamiento armónico $s_h = (h \pm 1)/h$ y resistencia del rotor corregida por efecto piel $R_2(h) = R_2(1)\cdot\sqrt{h}$. Since $s_h \approx 1$, La pérdida de cobre del rotor es igual a la potencia del entrehierro.: $PAGS_{r,h} = 3I_h^2 R_2(h)$.

02 Deslizamiento armónico y pérdidas del rotor

El deslizamiento experimentado por el rotor con respecto a cada campo giratorio armónico es fundamentalmente diferente del deslizamiento cercano a cero visto a la frecuencia fundamental.. Para un motor que funciona con deslizamiento fraccionario $s$ en la fundamental, el deslizamiento en orden armónico $h$ es:

Donde $h$ es el orden armónico, $s$ es el deslizamiento nominal a la frecuencia fundamental (normalmente 0,02–0,04 para motores IE3), y el signo superior (-) se aplica a armónicos de secuencia positiva, el signo inferior (+) a armónicos de secuencia negativa. Since $s \ll h$ for all practical harmonic orders, se utilizan las formas simplificadas:

Para los armónicos dominantes de una red VFD de 6 pulsos:

La idea crítica de esta tabla es que para todos los órdenes armónicos, $s_h \approx 1$. El rotor está esencialmente en parada con respecto a cada campo giratorio armónico. Esto tiene una profunda consecuencia: El circuito equivalente del motor a frecuencia armónica se asemeja a un transformador en cortocircuito., con la pérdida de cobre del rotor determinada casi en su totalidad por la resistencia del rotor a esa frecuencia.

Por qué los armónicos de secuencia negativa generan más corriente

Para la misma magnitud de tensión armónica en los terminales del motor, Unidades armónicas de secuencia negativa. más actual que un armónico de secuencia positiva de orden comparable. La razón radica en la impedancia de la rama del rotor del circuito equivalente.. En el orden armónico $h$ la resistencia de la rama del rotor referida al estator es $R_2/s_h$. Para armónicos de secuencia negativa, $s_h > 1$, entonces $R_2/s_h < R_2$ — the rotor branch resistance is reducido. Para armónicos de secuencia positiva, $s_h < 1$, so $R_2/s_h > R_2$ — la resistencia de la rama del rotor es aumentó.

Al mismo voltaje terminal de 6% de $V_1$, el armónico de secuencia negativa h5 impulsa aproximadamente 40% más actual que h7 de secuencia positiva a igual voltaje (varía con la reactancia de fuga del motor). La reactancia de fuga domina la impedancia en frecuencias armónicas. ($hX \approx 27 \veces R_2/s_h$), por lo tanto, el principal factor de esta diferencia es el orden armónico inferior de h5; un orden inferior significa menor reactancia de fuga y menor impedancia total.. Pero el efecto de secuencia sobre la resistencia de la rama del rotor es una contribución secundaria real que siempre empuja la corriente de secuencia negativa por encima de la corriente de secuencia positiva en órdenes armónicos comparables..

Esto agrava las otras tres razones por las que h5 es más dañino que h7.: su límite de voltaje de compatibilidad IEC es mayor (6% vs 5%), su orden armónico es menor dando mayor corriente para el mismo voltaje, y su par de frenado convierte toda la pérdida del rotor en calor con salida mecánica cero. El efecto de secuencia sobre la impedancia del rotor añade un cuarto mecanismo que trabaja en la misma dirección..

La pulsación de par 6f₁: origen electromagnético y seis fuentes de refuerzo

Cuando hay múltiples campos armónicos simultáneamente presentes en el entrehierro del motor, sus interacciones entre productos producen componentes de par pulsantes a frecuencias de batido. Este mecanismo está bien establecido en la literatura: la interacción de los campos armónicos quinto y séptimo con el fundamental produce un par pulsante en $6f_1$, y la interacción de h11 y h13 con la fundamental produce cada una una pulsación en $ 12f_1 $ [6][13]. Lo que se presenta con menos frecuencia es la enumeración completa: para un motor en una red contaminada de 6 pulsos, hay seis interacciones de pares armónicos independientes que todos producen pulsaciones de torque exactamente a $6f_1$ simultáneamente:

Where $\omega_1$ and $\omega_2$ are the angular velocities of the two harmonic rotating fields (rad/s), equal to $\pm h \cdot \omega_1^{financiar}$ donde el signo es positivo para armónicos de secuencia positiva y negativo para armónicos de secuencia negativa. El valor absoluto garantiza que la frecuencia del batido sea siempre positiva independientemente de la dirección de rotación del campo..

El patrón es consistente: cada par armónico que difiere exactamente 6 las órdenes siempre producen un ritmo de $6f_1$, independientemente de la secuencia. This is a direct mathematical consequence of the 6-pulse harmonic structure where characteristic harmonics follow $h = 6k \pm 1$, haciendo armónicos adyacentes siempre 6 órdenes aparte.

Las seis interacciones producen pulsaciones exactamente a $6f_1$ - 300 Hz en un 50 sistema Hz, 360 Hz en un 60 sistema Hz. Se refuerzan mutuamente en fase.. Esta estructura matemática no es una coincidencia.: it is a direct consequence of the 6-pulse harmonic pattern $h = 6k \pm 1$, en el que los armónicos adyacentes siempre difieren por 6. El '6’ en un rectificador de 6 pulsos y la frecuencia de pulsación de par $6f_1$ comparten el mismo origen matemático: el 6 Eventos de conmutación por ciclo fundamental del convertidor..

Fundamentalmente, la El campo fundamental en sí contribuye: la interacción de h1 con h5 produce $6f_1$, y la interacción de h1 con h7 también produce $6f_1$. Esto significa que incluso con un filtrado de armónicos muy eficaz, mientras quede cualquier rastro de h5 o h7 en los terminales del motor, el fundamental, que siempre está presente en su máxima amplitud, interactuará con él para mantener una pulsación de par $6f_1$. La eliminación completa de la pulsación $6f_1$ requiere una onda sinusoidal verdadera en los terminales del motor.

La corriente de la barra del rotor 6f₁: h5 y h7 producen corriente a la misma frecuencia. (300 Hz / 360 Hz)

Como se muestra en el análisis de deslizamiento armónico., the frequency of the current induced in the rotor bars by each harmonic field is $s_h \times h \times f_1$. Para h5 y h7 esto da un resultado notable.:

Tanto el campo del estator armónico 5 como el 7 inducen corrientes en la barra del rotor exactamente a $6f_1$. Estas dos corrientes del rotor están casi en fase y se suman: el calentamiento combinado del rotor del par h5/h7 es mayor que la suma de las contribuciones independientes.. Esto es tanto un efecto térmico (mayor pérdida de cobre del rotor) y un efecto mecánico (pulsación de par reforzada $6f_1$).

Propagación a motores directos a partir de la contaminación de la red

Una consecuencia importante y subestimada: la pulsación de torque $6f_1$ afecta cada motor directo en línea en la red compartida — no sólo motores eléctricamente cerca de la fuente de armónicos. Un motor de bomba directo en línea que comparte una barra colectora con un VFD de 6 pulsos que impulsa un transportador experimenta una pulsación de torque $6f_1$ porque la inyección armónica del rectificador VFD crea una distorsión de voltaje h5 y h7 en el bus común., y esos voltajes armónicos impulsan corrientes armónicas en el estator del motor de la bomba.. El motor de la bomba no tiene nada que ver con el VFD del transportador: simplemente está conectado a la misma red.. La firma mecánica del convertidor de 6 pulsos se propaga a través del voltaje de la red y reaparece como ondulación del par del eje en cada motor conectado directamente aguas abajo.. Esta es la razón por la que la variación del flujo en una bomba de proceso a veces puede atribuirse a un VFD en un equipo completamente diferente que comparte el mismo bus MV..

Filtrado por inercia: por qué 2f₁ (100 Hz / 120 Hz) importa más que 6f₁ (300 Hz / 360 Hz) para la calidad del proceso

A $6f_1$ — 300 Hz en un 50 sistema Hz, 360 Hz en un 60 Sistema Hz: la inercia rotacional del motor proporciona una atenuación significativa de la variación de la velocidad del eje. El efecto del filtro mecánico de paso bajo de la inercia de la carga del rotor significa que, si bien la pulsación del par electromagnético es real y medible, La ondulación de la velocidad del eje resultante es mucho menor de lo que sugeriría la amplitud de la ondulación del par.. Como señala la literatura, cuando la frecuencia de suministro no es muy baja, La frecuencia de las pulsaciones de par se puede filtrar parcialmente por la inercia del motor. [6].

La interacción h5-h7 produce una frecuencia de batido en:

La pulsación $2f_1$ - 100 Hz en un 50 sistema Hz, 120 Hz en un 60 Sistema Hz: tiene una frecuencia lo suficientemente baja como para que la inercia del motor proporcione poca atenuación.. Se transmite directamente a la variación de la velocidad del eje y a la carga impulsada.. Para fines de calidad del proceso, la pulsación $2f_1$ es más significativa que la pulsación $6f_1$ precisamente porque está por debajo de la frecuencia de corte mecánico del sistema de carga del motor.

El espectro de pulsaciones completo de los armónicos de la red de 6 pulsos en un 50 sistema Hz:

Frecuencias de batido más altas: $18f_1$ (900 Hz), $24f_1$, $30f_1$, $36f_1$ — también existe matemáticamente a partir de interacciones de pares armónicos de orden superior, pero son efectivamente eliminados por la inercia del rotor antes de llegar al eje.. El filtro mecánico de paso bajo característico del sistema de carga del rotor proporciona una atenuación creciente con la frecuencia.. En 900 Hz, la ondulación de la velocidad del eje es insignificante para cualquier carga industrial práctica.. Para la evaluación de la calidad del proceso, sólo $2f_1$ y $6f_1$ requieren atención de ingeniería. La fila $12f_1$ se incluye para que esté completa, pero solo es relevante para casos muy sensibles., Procesos de baja inercia a altas velocidades de línea..

Efecto piel del rotor: el mecanismo amplificador

Since $s_h \approx 1$, the frequency of the current induced in the rotor bars by the $h$-th harmonic is approximately $h \times f_1$. A $5f_1$ — 250 Hz en un 50 sistema Hz, 300 Hz en un 60 Sistema Hz: el efecto piel en las barras del rotor se vuelve muy significativo. La corriente es empujada hacia la superficie exterior de la barra., reduciendo efectivamente la sección transversal conductora y aumentando la resistencia del rotor.

El factor de corrección del efecto de la piel $K_R(h)$ para una barra de rotor rectangular de profundidad $d$ se rige por el parámetro de profundidad de la barra:

Donde $d$ es la profundidad de la barra del rotor (m), $\mu_0 = 4\pi \times 10^{-7}\,\texto{altura/metro}$ es la permeabilidad del espacio libre, $\sigma$ es la conductividad eléctrica del material de la barra (aproximadamente $3.5 \times 10^7\,\text{S/m}$ para aluminio, $5.8 \times 10^7\,\text{S/m}$ para cobre), $h$ es el orden armónico, y $f_1$ es la frecuencia de suministro. The parameter $\xi_h$ represents the ratio of bar depth to skin depth at harmonic frequency $hf_1$ — as $\xi_h$ increases, La corriente se limita progresivamente a la superficie de la barra..

Donde $K_R(h)$ is the ratio of rotor bar AC resistance at harmonic frequency $hf_1$ to its DC resistance — always $\geq 1$. En baja frecuencia ($\xi_h \ll 1$), $K_R \to 1$ (sin efecto piel). En alta frecuencia ($\xi_h \gg 1$), $K_R \to \xi_h$ (resistencia proporcional a la frecuencia). Para una barra de rotor de motor industrial típica en h5 (250 Hz en un 50 sistema Hz, 300 Hz en un 60 sistema Hz), $\xi_h$ está en el rango 1,5–3,0, dando $K_R(5) \aproximadamente 2,5 $ – $ 4,0 $. El valor exacto depende de la geometría de la barra y debe medirse según IEC/TS 60034-2-3 [2] para cálculos precisos.

For the simpler $\sqrt{h}$ aproximación: adecuada para estimaciones de ingeniería de primer orden:

Para motores industriales típicos IE3, los valores medidos de $K_R(h)$ from short-circuit tests at harmonic frequencies are significantly higher than the $\sqrt{h}$ sugerencias de aproximación, especialmente para diseños de barra profunda y de doble jaula. Los datos publicados indican $K_R(5) \aproximadamente 2,5$–$4,0$ y $K_R(7) \Aproximadamente 3,0 $ – $ 5,0 $ dependiendo de la geometría de la barra. The $\sqrt{h}$ la aproximación da $K_R(5) = 2.24$ y $K_R(7) = 2.65$ — conservador pero útil para cálculos de detección.

Pérdida de cobre del rotor a frecuencia armónica.

With $s_h \approx 1$, la pérdida de cobre del rotor en el orden armónico $h$ es aproximadamente:

Donde $P_{r,h}$ es la pérdida de cobre del rotor trifásico (En) en orden armónico $h$, $I_h$ es la corriente armónica RMS por fase (La) referido al estator, $R_2(h) = R_2(1) \cdot K_R(h)$ es la resistencia del rotor a la frecuencia armónica, y $R_2(1)$ es la resistencia del rotor a la frecuencia fundamental referida al estator. El factor de 3 representa las tres fases. Since $s_h \approx 1$, La potencia del entrehierro y la pérdida de cobre del rotor son aproximadamente iguales en frecuencias armónicas, a diferencia de la frecuencia fundamental donde la pérdida de cobre del rotor es igual a la potencia del entrehierro multiplicada por el deslizamiento..

La pérdida de cobre del estator en el armónico $h$ añade una contribución secundaria:

Donde $R_1(h) \aproximadamente R_1(1) \cdot \sqrt{h}$ es la resistencia de CA del devanado del estator a frecuencia armónica, using the $\sqrt{h}$ aproximación del efecto de la piel. El efecto de la piel del estator es secundario al efecto de la piel del rotor en las frecuencias armónicas de suministro porque la reactancia de fuga del estator $ hX_1 $ domina la impedancia del estator, pero en frecuencias de conmutación PWM (Parte 2), El efecto superficial del estator se vuelve significativo y debe contabilizarse por separado..

La pérdida del núcleo a frecuencia armónica sigue la relación de Steinmetz. Las pérdidas por corrientes de Foucault aumentan como $h^2$ y las pérdidas por histéresis como $h^{1.6}$, haciendo que los armónicos de orden superior sean progresivamente más dañinos por unidad de flujo, aunque la magnitud de voltaje armónico más bajo en órdenes superiores modera este efecto en la práctica.. La pérdida armónica adicional total por encima de la fundamental es la suma de todos los órdenes armónicos presentes:

Figura 2 — Interactivo: Impedancia del rotor y pérdida en frecuencias armónicas.

03 Factor K: Cuantificación del requisito de reducción de armónicos

El factor K es la métrica de ingeniería estándar para cuantificar el efecto de calentamiento adicional del rotor de un espectro de corriente armónica., en relación con un suministro puramente sinusoidal. Fue desarrollado conjuntamente por NEMA e IEEE y está definido en NEMA MG1 Parte 31 y utilizado junto con IEEE 112:

Donde $I_h$ es la corriente armónica RMS de orden $h$, expresado en por unidad de la corriente fundamental $I_1$. La ponderación $h^2$ refleja el aumento de la pérdida de cobre del rotor en frecuencias armónicas debido al efecto de piel; es una aproximación de la ponderación $K_R(h)$ factor discutido en la Sección 2, Calibrado para el promedio de geometrías de barra de motor NEMA diseño B..

Un motor con una clasificación de factor K de $K_x$ está diseñado para soportar su carga nominal completa mientras suministra una forma de onda de corriente con un factor K de hasta $K_x$ sin exceder su aumento de temperatura nominal.. Un motor estándar tiene un factor K implícito de 1.0 — clasificado solo para suministro sinusoidal.

Ejemplo práctico: cálculo del factor K

Considere un 100 HP (75 kW), 4-polo, 400En, 50 Hz, Motor IE3 conectado a una red compartida con cargas VFD de 6 pulsos. Usando el espectro armónico práctico del artículo 1 con carga completa del VFD:

Un factor K de 2.74 significa que este motor requiere un Motor clasificado K-4 (la siguiente clasificación estándar arriba 2.74) para operar sin exceder el aumento de temperatura nominal en esta red. Las clasificaciones de factor K estándar son K-1, K-4, K-7, K-13, K-20. La red VFD de 6 pulsos sin reactores de línea normalmente exige K-4 a K-7 dependiendo de la proporción de carga del VFD y la impedancia de la red..

Figura 3 — Calculadora interactiva de factor K

04 Reducción de potencia para armónicos de suministro

Cuando el contenido de armónicos del suministro excede el nivel para el cual fue diseñado un motor estándar., Hay dos enfoques disponibles.: reducir la potencia del motor (operarlo a menos de la potencia nominal) o especificar un motor con suficiente factor K para soportar carga completa sin exceder los límites de temperatura.

IEC 60034-17 método de reducción de potencia

IEC 60034-17 [3] proporciona curvas de reducción de potencia para motores de inducción de jaula de ardilla en función del factor de voltaje armónico (FVH), definido como:

El HVF normaliza cada voltaje armónico según su orden, lo que refleja el hecho de que las corrientes armónicas de orden superior se atenúan mediante la reactancia de fuga.. Para nuestro 100 HP (75 kW) ejemplo práctico, con una red THD_En de 8% dominado por los armónicos 5º y 7º (V₅ = 6%, V₇ = 4%, V₁₁ = 2%), el HVF es aproximadamente 0.015 pu. IEC 60034-17 Las curvas de reducción de potencia indican aproximadamente entre un 3 y un 7 % de reducción de potencia para un motor K-1 estándar a este nivel de distorsión; el valor preciso depende de los parámetros de diseño del motor y debe leerse en las curvas estándar utilizando el HVF real medido..

SIN aproximación MG1

Ninguna pieza MG1 30 y parte 31 [4] abordar la reducción de armónicos a través de clasificaciones de factor K. Un motor estándar de uso general (K-1) debe reducirse cuando el factor K de la corriente de suministro excede 1.0. Para motores clasificados K-4, La salida nominal completa está disponible hasta un factor K de suministro de 4.0. El enfoque NEMA está más directamente relacionado con el mecanismo de pérdida que el método HVF y generalmente se prefiere para aplicaciones norteamericanas..

Ejemplo práctico - 100 HP (75 kW) en red contaminada

Condiciones de la red: THD_En = 8%, dominante 5º y 7º armónico, Factor K de la corriente de suministro = 2.74 (calculado en la sección 3).

05 Tecnologías de accionamiento de frecuencia variable: perfil de tensión del motor

El motor no distingue entre topologías de inversor: responde a la forma de onda de voltaje presentada en sus terminales. Pero diferentes tecnologías VFD producen formas de onda fundamentalmente diferentes, con consecuencias muy diferentes para el voltaje de modo común, corrientes de rodamiento, tensión de aislamiento, y pérdidas armónicas. Comprender la tecnología de accionamiento es el primer paso esencial para evaluar el estrés del motor..

Cinco topologías principales se utilizan hoy en día en la industria, que abarca desde el inversor IGBT estándar ampliamente implementado hasta diseños emergentes de semiconductores de banda ancha:

IGBT PWM estándar de 2 niveles

La topología industrial dominante. Seis interruptores IGBT cortan el voltaje del bus de CC en una salida modulada por ancho de pulso. Frecuencias de conmutación de 2 a 16 kHz, tiempos de aumento de voltaje de 100 a 500 ns, and common mode voltage of $\pm V_{Corriente continua}/2$ [7]. bien entendido, Ampliamente estandarizado según IEC TS 60034-25 [1] y pieza NEMA MG1 31 [4]. Todas las secciones posteriores de la Parte 2 describir esta topología como línea base a menos que se indique lo contrario.

Inversores de conmutación suave

Las topologías de enlace resonante y cuasi-resonante garantizan que las transiciones de conmutación se produzcan con voltaje o corriente cero, reduciendo drásticamente dv/dt. La generación de corriente de los rodamientos y la tensión de aislamiento son significativamente menores que los diseños IGBT de conmutación dura.. La compensación es una mayor complejidad del circuito., mayor costo, y robustez reducida. Los inversores de conmutación suave no han logrado una adopción industrial amplia a pesar de sus ventajas para la salud del motor.

Inversores multinivel: NPC y condensador volante

En lugar de cambiar todo el voltaje del bus de CC en un solo paso, Los inversores multinivel dividen cada transición en pasos de voltaje más pequeños.. Un inversor NPC de 3 niveles produce pasos de voltaje de $V_{Corriente continua}/2$ en lugar del $V_ completo{Corriente continua}$ de un inversor de 2 niveles, reducing both dv/dt and peak common mode voltage to $\pm V_{Corriente continua}/6$ — una reducción de tres veces. Las topologías multinivel son estándar en los variadores de media tensión (2.3–11 kilovoltios) y cada vez más disponible para aplicaciones de bajo voltaje y alta potencia. Representan la mejor solución disponible para reducir la corriente de los rodamientos sin filtrado de salida..

Frente activo (AFE) unidades

Reemplazar el puente rectificador de diodos estándar con un rectificador activo basado en IGBT permite que la corriente del lado de suministro sea casi sinusoidal, eliminando los armónicos de suministro que afectan a los motores en la Parte 1. Las unidades AFE son la solución correcta cuando IEEE 519 [14] el cumplimiento por el lado de la oferta es la principal preocupación. Sin embargo, El rectificador AFE utiliza conmutación PWM que genera sus propias corrientes de modo común de alta frecuencia en el lado de suministro.. El inversor del lado del motor no se modifica con respecto a un accionamiento estándar: corrientes de soporte, tensión de aislamiento, y las pérdidas PWM en el motor son idénticas a las de un variador IGBT estándar.

Inversores de banda ancha de SiC y GaN

Carburo de Silicio (Sic) y nitruro de galio (GaN) Los semiconductores permiten frecuencias de conmutación de 50 a 200 kHz con pérdidas de conmutación muy por debajo de los IGBT de silicio.. Una frecuencia de conmutación más alta mejora la calidad de la forma de onda actual y reduce la ondulación del par. Sin embargo, la conmutación más rápida produce dv/dt dramáticamente más alto: tiempos de aumento de voltaje de 10 a 50 ns en comparación con 100 a 500 ns para los IGBT de silicio. Esto crea corrientes en los cojinetes y tensiones de aislamiento más severas., no menos. Los límites de longitud de cable para inversores de SiC pueden ser tan cortos como 3 contadores sin filtrado de salida. Los accionamientos de SiC avanzan rápidamente en aplicaciones aeroespaciales y de vehículos eléctricos y empiezan a aparecer en instalaciones industriales..

06 Voltaje de modo común: la causa raíz

Cuando un motor se alimenta desde un variador de frecuencia PWM, está sujeto a un entorno armónico que no tiene equivalente en operación directa en línea o distorsión armónica del lado del suministro. El origen de este entorno es el voltaje de modo común — un voltaje parásito entre los devanados del motor y la estructura del motor que surge directamente del proceso de conmutación PWM.

Origen del voltaje en modo común

En un inversor IGBT trifásico, cada fase de salida se conmuta entre los rieles del bus de CC positivo y negativo. en cualquier instante, los voltajes trifásicos $v_a$, $v_b$, $v_c$ en relación con el punto medio del bus de CC rara vez suma cero: los interruptores están en diferentes estados y el punto medio de CC está eléctricamente flotante. El voltaje de modo común $V_{cm}$ se define como el promedio de los voltajes trifásicos con respecto a tierra:

Para un inversor IGBT estándar de 2 niveles con voltaje de bus de CC $V_{Corriente continua}$, the common mode voltage can take values of $\pm V_{Corriente continua}/6$, $\p. m. V_{Corriente continua}/2$ dependiendo del estado de conmutación, conmutación a la frecuencia portadora (normalmente de 2 a 16 kHz). En un sistema de 400 V, $V_{Corriente continua} \approx 565\,\text{En}$, dando voltajes máximos en modo común de 94 V a 283 En — cambiando miles de veces por segundo. En un sistema de 480V, los valores máximos alcanzan 300–400 V.

Esta alta frecuencia, Hay una oscilación de voltaje de alta amplitud entre el punto estrella del motor y la tierra del bastidor del motor.. En un motor directo, $V_{cm}$ es esencialmente cero: el punto estrella se encuentra en un potencial estable de baja frecuencia y el marco está conectado a tierra. El voltaje de modo común es completamente una consecuencia de la conmutación PWM.

El motor como red de capacitancia a frecuencias de kHz.

En la frecuencia de suministro (50–60Hz), El motor se comporta como una carga inductiva.. En frecuencias de conmutación de 2 a 16 kHz, Las reactancias inductivas son muy altas, pero las capacitancias parásitas, entre devanados., entre el estator y el rotor, entre el rotor y el bastidor, y a través de la película lubricante del rodamiento, se convierten en vías de conducción dominantes.. Cuatro capacitancias parásitas determinan la distribución de la corriente en modo común:

El voltaje de modo común impulsa corrientes de desplazamiento a través de esta red capacitiva.. El camino más largo: el devanado del estator hasta el marco a través de $C_{sf}$ — lleva la mayor parte de la corriente de modo común directamente a tierra. Una fracción más pequeña pasa por $C_{señor}$ al rotor, donde carga la capacitancia rotor-bastidor $C_{rf}$ y aumenta el voltaje del eje. Cuando el voltaje del eje excede la rigidez dieléctrica de la película lubricante del rodamiento, la carga almacenada se descarga a través del rodamiento, iniciando los mecanismos de daño del rodamiento descritos en la Sección 6.

Figura 4 — Circuito de voltaje en modo común y rutas de capacitancia parásita

07 Mecanismos de corriente portadora

El voltaje de modo común descrito en la Sección 5 impulsa la corriente a través del motor a través de cuatro mecanismos distintos, cada uno con su propio camino físico, patrón de daño, dependencia del tamaño del marco, y mitigación [8][9]. Comprender qué mecanismo domina en una aplicación determinada es esencial para seleccionar la solución correcta y rentable..

Mecanismo 1 — Corriente de descarga capacitiva

La capacitancia del estator al rotor $C_{señor}$ forma un divisor de voltaje con $C_{rf}$ y $C_b$. El voltaje del eje es:

Donde $V_{eje}$ es el voltaje resultante entre eje y bastidor (En), $V_{cm}$ es el voltaje de modo común en el punto estrella del motor (En), $DO_{señor}$ es la capacitancia del estator al rotor a través del entrehierro, $DO_{rf}$ es la capacitancia rotor-bastidor, y $C_b$ es la capacitancia del rodamiento a través de la película lubricante. Desde $C_{señor} \todo C_{rf}$ en la mayoría de los motores, $V_{eje}$ suele ser entre el 5% y el 30% de $V_{cm}$ — pero esta fracción puede ser significativamente mayor en motores más pequeños con entrehierros finos.

Esta corriente capacitiva fluye a una frecuencia de conmutación a través de la ruta estator-entrehierro-rotor-bastidor de soporte.. La magnitud es generalmente pequeña: $C_{señor}$ es pequeño comparado con $C_{sf}$ — y por sí solo rara vez causa daños en los rodamientos. Es, sin embargo, la fuente de voltaje del eje que permite los mecanismos más dañinos que siguen.

Mecanismo 2 — Electroerosión (Mecanizado por descarga eléctrica) corriente de rodamiento

La capacitancia rotor-bastidor $C_{rf}$ se carga progresivamente con cada evento de conmutación. Cuando el voltaje a través de $C_{rf}$ — que aparece a través de la película lubricante del rodamiento — excede la resistencia a la rotura dieléctrica del lubricante (normalmente de 5 a 30 V, según el espesor de la película y la condición del lubricante), La carga almacenada se descarga como un microarco a través del rodamiento.. Cada descarga es esencialmente un evento EDM en miniatura.: Se erosiona una picadura microscópica en la pista del rodamiento o en la superficie del elemento rodante..

Más de miles de eventos de conmutación por segundo y millones de horas de funcionamiento, las picaduras acumuladas producen la característica patrón de estrías — ranuras circunferenciales uniformemente espaciadas en la pista interior del rodamiento, espaciados a intervalos correspondientes a la frecuencia de conmutación y la velocidad de rotación del rotor. El daño por estrías es el modo de falla de rodamientos más comúnmente observado en motores accionados por VFD y produce un chirrido agudo característico que cambia el tono con la velocidad del motor..

La corriente de rodamiento EDM ocurre en motores de cualquier tamaño de estructura y es el mecanismo dominante en motores de menos de aproximadamente 100 kW (marco IEC 315). Se mitiga proporcionando una ruta alternativa de baja impedancia para la corriente del rodamiento, generalmente un anillo de puesta a tierra del eje. (Tipo AEGIS SGR) que desvía continuamente la corriente lejos del rodamiento.

Mecanismo 3 — Corriente circulante de rodamientos de alta frecuencia

En motores superiores a aproximadamente 100 kW (marco IEC 315 y arriba), Surge un segundo mecanismo, más destructivo.. La corriente de modo común que fluye a través de $C_{sf}$ no está distribuido uniformemente alrededor de la circunferencia del estator: la disposición asimétrica del devanado y la distribución de las ranuras crean un flujo magnético neto de alta frecuencia a lo largo del eje del rotor. Por la ley de Faraday, este flujo axial induce una corriente circulante en el circuito:

Cojinete del extremo de transmisión → eje → cojinete del lado opuesto a la transmisión → bastidor del estator → de regreso al cojinete del extremo de transmisión

Esta corriente circulante fluye a una frecuencia de conmutación y puede alcanzar amplitudes de varios amperios, significativamente más altas que las del mecanismo de descarga capacitiva.. A diferencia de las corrientes EDM que se descargan en pulsos de microsegundos, La corriente circulante del rodamiento fluye continuamente a la frecuencia de conmutación., produciendo un severo calentamiento Joule y una rápida degradación del lubricante, además de corrosión electrolítica de las superficies de los cojinetes..

La mitigación es una rodamiento aislado en el extremo no motriz (ECM) — romper el circuito de corriente circulante eliminando un camino conductor. Un rodamiento con revestimiento cerámico o un rodamiento cerámico híbrido (Elementos rodantes cerámicos en una pista de acero.) se utiliza. Por lo general, aislar solo un rodamiento es suficiente; aislar ambos crea dificultades con la alineación del eje y la gestión térmica..

Mecanismo 4 — Corriente de tierra del rotor

Cuando el blindaje del cable del motor no está terminado correctamente, o cuando se utiliza un cable de un solo conductor, la corriente de retorno de modo común no tiene una ruta de baja impedancia de regreso al inversor.. En cambio, la corriente regresa a través del eje del motor., cojinete, y bastidor del motor al suelo de distribución., y desde allí de regreso al gabinete de la unidad. Esta corriente de tierra del rotor puede ser grande. (cientos de miliamperios a varios amperios) y afecta no solo a los rodamientos del motor sino también a los rodamientos de cualquier equipo acoplado: cajas de cambios, zapatillas, ventiladores: que comparten el mismo eje.

La mitigación es la correcta instalación del cable.: un cable blindado con el blindaje terminado en el extremo del variador y del motor con abrazaderas de 360°, no conexiones pigtail. Un inductor de modo común en el cable de salida reduce aún más la corriente de tierra del rotor en instalaciones difíciles..

08 Pérdidas armónicas PWM en el motor

Más allá de las corrientes portadoras, La forma de onda PWM impone pérdidas adicionales en el motor que no existen en el funcionamiento directo en línea.. Estas pérdidas difieren fundamentalmente de las pérdidas armónicas de la oferta analizadas en la Parte 1, tanto en su rango de frecuencia como en el mecanismo de pérdida dominante.

Por qué los armónicos PWM son diferentes de los armónicos de suministro [10]

Armónicos de suministro (5ª, 7ª, 11el...) aparecen como voltajes armónicos en 250, 350, 550 Hz en un 50 sistema Hz. Los armónicos de conmutación PWM aparecen en la frecuencia portadora y sus bandas laterales, normalmente de 2 a 16 kHz y múltiplos de la misma.. En estas frecuencias, La inductancia de fuga del motor es muy alta., atenuar la corriente armónica de manera efectiva. Por lo tanto, la forma de onda de la corriente del motor en una salida VFD es casi sinusoidal a pesar del voltaje altamente distorsionado..

Sin embargo, el voltaje no está filtrado. El voltaje PWM completo, con sus flancos de conmutación rápida, transitorios de onda reflejada, y alto dv/dt — se aplica directamente al aislamiento del estator. Las pérdidas adicionales en la frecuencia de conmutación., aunque no es lo suficientemente grande como para afectar la producción de torque, son suficientes para aumentar significativamente el aumento de temperatura del motor, normalmente entre 5 y 15 °C por encima del funcionamiento directo en línea con la misma carga..

Pérdidas adicionales por el funcionamiento PWM

IEC / TS 60034-2-3 [2] Identifica y cuantifica las pérdidas adicionales en motores alimentados por convertidor a través de un procedimiento estructurado de separación de pérdidas.. Los principales contribuyentes son:

La pérdida adicional total procedente del funcionamiento PWM (normalmente entre un 15% y un 40% por encima del funcionamiento directo en línea) se manifiesta como un aumento en el aumento de la temperatura del motor.. Para un motor con un aumento de temperatura nominal de 80°C (Aislamiento clase F, Ascenso clase B), un 20% El aumento de las pérdidas produce aproximadamente 16°C de aumento adicional de temperatura., Consumiendo una parte importante del margen de vida útil del aislamiento disponible..

La frecuencia de conmutación tiene un efecto no trivial: frecuencias de conmutación más bajas (2–4kHz) Produce una mayor ondulación de corriente armónica y una mayor pérdida de cobre en el rotor.. Frecuencias de conmutación más altas (8–16kHz) Reduce la ondulación de la corriente pero aumenta la pérdida del núcleo y la pérdida de cobre del estator a través del efecto piel.. Existe una frecuencia de conmutación óptima para una pérdida total mínima del motor., normalmente en el rango de 4 a 8 kHz para la mayoría de los motores industriales.

09 Pulsaciones torsionales, Tensión del eje, y calidad del producto

Entre todos los efectos armónicos en los motores accionados por VFD, Las pulsaciones de torsión son las menos comprendidas y las más importantes para las operaciones de producción.. Un ingeniero que investiga una falla en un rodamiento medirá el voltaje del eje. Un ingeniero que investiga un problema de calidad de proceso rara vez piensa en analizar la ondulación del par del motor; sin embargo, la conexión es directa., mensurable, y en muchos casos la causa fundamental de la variabilidad del producto que de otro modo sería inexplicable..

Origen de las pulsaciones de par: motor directo en red en red contaminada

Cuando dos campos giratorios armónicos de diferente orden están presentes simultáneamente en el entrehierro del motor, su interacción produce un componente de par pulsante en la frecuencia de latido entre ellos. Para los armónicos 5.° y 7.° dominantes de una red rectificadora de 6 pulsos:

La pulsación de par $2f_1$ - 100 Hz en un 50 sistema Hz, 120 Hz en un 60 Sistema Hz: es el doble de la frecuencia de suministro. Aparece independientemente de la velocidad del motor y siempre está presente cuando las corrientes del quinto y séptimo armónico fluyen simultáneamente en la red.. Frecuencias de pulsación adicionales surgen de otras interacciones de pares armónicos.:

En un motor alimentado por VFD, Pulsaciones torsionales adicionales surgen del propio patrón de conmutación PWM. A frecuencias de conmutación más bajas (2–4kHz), la ondulación de la corriente es suficiente para producir la ondulación del par en la frecuencia de conmutación y sus bandas laterales; esta es la fuente del ruido acústico característico de los motores accionados por VFD y contribuye a la vibración mecánica transmitida a través del eje a la carga y los cojinetes..

Resonancia subsincrónica y bandas de velocidad prohibidas.

En operación de velocidad variable, El sistema mecánico tiene frecuencias de resonancia naturales determinadas por la inercia del rotor., rigidez del eje, cumplimiento del acoplamiento, y cargar inercia. Cuando la frecuencia de salida del VFD es tal que una pulsación de par armónica coincide con una frecuencia resonante mecánica del sistema de eje, incluso de manera transitoria durante la aceleración o desaceleración, la excitación resonante resultante puede ser severa.:

Pulsaciones torsionales y fatiga del rodamiento.

Incluso por debajo de la resonancia, pulsaciones de par sostenidas a $ 2f_1 $ (100 Hz / 120 Hz) y $12f_1$ (600 Hz / 720 Hz) imponer cargas radiales y axiales cíclicas sobre los rodamientos. Los rodamientos de elementos rodantes están clasificados para una carga estática y dinámica en una dirección; el cálculo de la vida útil del rodamiento L10 supone una carga constante o que varía lentamente.. Una carga radial oscilante de $2f_1$ (100 Hz / 120 Hz) superpuesta a la carga estática acelera la fatiga del rodamiento al aumentar la carga dinámica máxima en cada ciclo. La vida útil del rodamiento L10 es proporcional al cubo de la relación de carga. $(C/P)^3$ — un componente oscilante modesto tiene un impacto limitado con cargas estáticas elevadas, pero a medida que la amplitud oscilante se acerca a la magnitud de la carga estática, la carga máxima efectiva aumenta drásticamente y la vida útil del rodamiento se degrada rápidamente. En aplicaciones de carga ligera, donde el motor tiene una gran reducción de potencia y la carga estática del rodamiento es baja, el componente oscilante de las pulsaciones de par puede convertirse en la carga dominante., Hacer que la vida útil del rodamiento sea la limitación crítica del diseño..

Consecuencias de la calidad del producto.

La pulsación de par del eje de un motor en funcionamiento se transmite directamente a lo que sea que impulse el motor.. En la mayoría de los procesos industriales, El eje es el medio principal mediante el cual la energía eléctrica se convierte en trabajo de proceso, y cualquier variación en la velocidad o el par del eje aparece inmediatamente en la salida del proceso.. Las siguientes aplicaciones son particularmente sensibles:

Bombas y sistemas de flujo.

Una bomba centrífuga accionada por un motor con 100 La pulsación de par en Hz produce ondulaciones del flujo a la misma frecuencia. En aplicaciones de dosificación y dosificación: inyección de productos químicos, llenado farmacéutico, Dosificación de alimentos y bebidas: esta ondulación del flujo se traduce directamente en una variación del peso de la dosis.. Una máquina llenadora funcionando a 60 contenedores por minuto que experimenta 1% ondulación del flujo en 100 Hz mostrará un patrón de variación de peso sistemático en los contenedores llenos que se correlaciona con el patrón de conmutación de la unidad.. La variación puede estar dentro de la especificación individualmente, pero aparece inmediatamente en el control estadístico del proceso como una variación no aleatoria: no cumple con los requisitos de Cpk mientras que todas las mediciones individuales pasan la especificación..

Transportadores y procesos alimentados por web

En procesos web continuos: papel, película, frustrar, Textil: el motor del transportador o del rodillo de presión se acciona a una velocidad controlada que determina el peso del recubrimiento., espesor del espacio del calendario, o imprimir registro. Ondulación de velocidad por pulsaciones de par en $2f_1$ (100 Hz / 120 Hz) Produce una variación periódica en la velocidad del material que aparece en el producto como un patrón regular de variación de espesor., fluctuación del peso del recubrimiento, o imprimir registros incorrectos en una longitud de onda espacial determinada por la velocidad de la web y la frecuencia de pulsación. A una velocidad web de 200 m/min (3.3 EM), un 100 Hz (50 sistema Hz) La onda de velocidad produce variaciones espaciadas. 33 mm de separación: claramente visible en el producto y, con frecuencia, la causa de las quejas de los clientes atribuidas al producto y no al sistema de transmisión..

Compresores

Las pulsaciones de par en el accionamiento de un compresor producen oscilaciones de presión de descarga en $2f_1$ (100 Hz / 120 Hz). En aplicaciones de gas de proceso, particularmente cuando el gas comprimido alimenta un reactor aguas abajo, separador, o analizador: estas oscilaciones de presión interfieren con la instrumentación del proceso, provocar disparos falsos en los interruptores diferenciales de presión, y en casos severos se combinan con resonancias acústicas en el sistema de tuberías., amplificar hasta dañar amplitudes de ondas de presión. En compresores alternativos, La interacción entre las pulsaciones de presión inherentes del ciclo de compresión y las pulsaciones de par inducidas eléctricamente pueden producir cargas de fatiga en el eje no previstas en el diseño mecánico original..

Mezcladoras y extrusoras

En extrusión y mezcla de polímeros., la velocidad del tornillo determina el tiempo de residencia, tasa de corte, y entrada de energía por unidad de volumen de producto. La variación de velocidad debido a las pulsaciones de torque produce una variación en la temperatura de fusión, viscosidad en la matriz, y presión en la punta del tornillo, todo lo cual afecta las dimensiones del producto, acabado superficial, y propiedades mecánicas. En aplicaciones de mezcla de alimentos, La ondulación de la velocidad afecta la uniformidad de la mezcla y la eficiencia de la emulsificación.. Estos efectos son específicos del proceso y pueden ser muy sensibles a pequeñas variaciones de velocidad. 0.1% La ondulación de la velocidad que sería mecánicamente insignificante puede ser crítica para el proceso en una aplicación de polímeros especializados o farmacéuticos de alto valor..

Máquinas de bobinado

en el cine, frustrar, papel, y bobinado de alambre, La tensión del devanado se controla mediante una combinación de control de par y retroalimentación de velocidad.. Las pulsaciones de par modulan directamente la tensión del devanado en $2f_1$ (100 Hz / 120 Hz), Producir una variación en la densidad del rollo y en la tensión del enrollado que aparece como una variación de la tensión de capa a capa en el rollo terminado.. En bobinado de película y lámina, esta variación de tensión provoca el bloqueo (capas pegadas) en zonas de alta tensión y devanado suelto en zonas de baja tensión, los cuales producen tasas de defectos en operaciones de conversión posteriores. en bobinado de alambre, La variación de tensión causa una variación dimensional en la bobina enrollada que afecta sus características eléctricas..

Figura 5 — Interactivo: Espectro de pulsaciones de par e impacto en la calidad del producto

10 Resumen de mitigación y guía de especificaciones

La mitigación eficaz de los efectos armónicos en los motores de inducción depende fundamentalmente de la compatibilidad electromagnética. (EMC) Desafío: el motor debe coexistir con el equipo de conversión de energía que lo impulsa o comparte su red.. Cada mecanismo requiere una solución aplicada en un punto diferente del sistema.: hacer coincidir la solución con el mecanismo específico es el primer requisito. El exceso de ingeniería desperdicia capital; La falta de ingeniería produce fallas repetidas.. La siguiente guía cubre ambos escenarios de este artículo..

Parte 1 mitigación: armónicos del lado de la oferta

Para un tratamiento detallado de soluciones filtrantes pasivas y activas, ver artículo 2 en esta serie.

Parte 2 mitigación: aislamiento y corrientes de rodamiento del VFD

Pulsación torsional y mitigación de la calidad del producto.

Lista de verificación de especificaciones del motor de servicio inversor: 100 HP (75 kW) ejemplo práctico

Los dos escenarios tratados en este artículo: un motor directo en una red contaminada, y un motor alimentado por un variador de frecuencia, requieren métodos de evaluación fundamentalmente diferentes, diferentes estándares, y diferentes estrategias de mitigación. Aplicar el enfoque incorrecto a cualquiera de los escenarios produce diagnósticos incorrectos y remedios ineficaces.. La lista de verificación de ingeniería anterior reúne ambos escenarios en un marco de especificación único para el 100 HP (75 kW) motor de referencia que recorre todo este artículo.

La distorsión armónica en las redes industriales no es una condición estática: evoluciona a medida que cambian las cargas., se pone en marcha nuevo equipo, y las impedancias de la red cambian. Las soluciones de mitigación especificadas hoy deben verificarse periódicamente frente al entorno armónico que realmente existe.. Medición de la calidad de la energía según IEC 61000-4-7 [15] es la única base confiable para esa verificación. Un artículo futuro de esta serie abordará la metodología de medición., selección de instrumentos, y la interpretación de datos de estudios armónicos para la evaluación de la condición motora..

Referencias

1. CEI TS 60034-25:2022, Máquinas eléctricas rotativas — Pieza 25: Máquinas eléctricas de CA utilizadas en sistemas de accionamiento eléctrico: guía de aplicación, IEC, 2022.
2. IEC / TS 60034-2-3:2013, Máquinas eléctricas rotativas — Pieza 2-3: Métodos de prueba específicos para determinar las pérdidas y la eficiencia de motores de CA alimentados por convertidor, IEC, 2013.
3. IEC 60034-17:2006, Máquinas eléctricas rotativas — Pieza 17: Motores de inducción de jaula cuando se alimentan desde convertidores: guía de aplicación, IEC, 2006.
4. SIN MG1-2021, Motores y Generadores, Parte 30 y parte 31, NO, 2021.
5. IEEE Std 112-2017, Procedimiento de prueba estándar IEEE para motores y generadores de inducción polifásicos, IEEE, 2017.
6. Atrevido, I., Buitre, S.A., El manual de la máquina de inducción, 2ª ed., CRC Press, 2010.
7. Mohán, N., Undeland, T.M., robbins, W.P., Power Electronics: Convertidores, Aplicaciones y diseño, 3tercera ed., John Wiley & Sons, 2003.
8. Convertidores ABB, Guía Técnica No.. 5 — Corrientes de rodamiento en sistemas de accionamiento de CA modernos, ABB, 2011.
9. Muetze, A., Aglutinante, A., “Reglas prácticas para la evaluación de corrientes de rodamientos inducidas por inversores en motores de CA alimentados por inversores hasta 500 kW,” Transacciones IEEE sobre electrónica industrial, vuelo. 54, no. 3, pp. 1614–1622, 2007.
10. Skibinski, G., Eclesiástico, R., Schlegel, D., “Emisiones EMI de los variadores de CA PWM modernos,” Revista de aplicaciones industriales del IEEE, vuelo. 5, no. 6, pp. 47–81, 1999.
11. Zawirski, K. et al., “Reducción de potencia de motores de inducción de jaula de ardilla debido a altos armónicos en el voltaje de suministro,” Energías, vuelo. 16, no. 18, 6604, 2023.
12. Bola, MHJ. et al., “supraarmónicos (2 a 150 kHz) y convertidores multinivel,” Grupo de trabajo CIGRE/CIRED/IEEE C4.24, 2014.
13. Dugan, RC, McGranaghan, M.F., Santoso, S., beaty, H.W., Electrical Power Systems Calidad, 3tercera ed., McGraw-Hill, 2012.
14. IEEE Std 519-2022, Estándar IEEE para control de armónicos en sistemas de energía eléctrica, IEEE, 2022.
15. IEC 61000-4-7:2002+A1:2008, Compatibilidad electromagnética — Técnicas de prueba y medición — Guía general sobre mediciones de armónicos e interarmónicos, IEC, 2008.