配電ネットワークに適用高調波軽減のテクニック

ソース: パワーElectronicsVolumeの進歩 2013 (2013), 文書番号 591680, 10 ページ
http://dx.doi.org/10.1155/2013/591680
フセインA. Kazem

工学部, ソハール大学, P.O. ボックス 44, 311 ソハール, オマーン

アカデミックエディタ: Yに. カナーン

抽象的な

高調波軽減技術が増えて、アクティブとパッシブの方法を含む利用可能になりました, および特定のケースのための最も適した手法の選択は、複雑な意思決定プロセスになる可能性が. これらの技術のいくつかの性能は、システム条件に大きく依存する, 他の共振の問題とコンデンサの故障を防止するために、大規模なシステム分析を必要とする. 様々な利用可能な高調波軽減技術の分類は、研究者に、高調波の緩和方法の見直しを提示することを目的とし、本論文で提示されている, デザイナー, およびエンジニアは、配電システムを扱う.

1. はじめに

このような電力変換器などの多くの産業や商業の負荷の非線形特性, 蛍光灯, コンピュータ, 調光器, 可変速モータドライブ (のVSD) 工業用ポンプと組み合わせて使用, ファン, やコンプレッサーも空調機器では、高調波歪の電力ネットワークで一般的に発生してきた. これらの負荷の一部によって注入高調波電流は、通常、配電網に大きな歪みを生じさせるには小さすぎる. しかしながら, 大量に動作しているとき, 累積的影響は深刻な高調波歪みのレベルを引き起こす能力を有する. これらは通常、彼らは中性線や変圧器に過負荷をできるだけ多くのエンドユーザの電子機器を混乱させるとしないでください, 一般に, 追加損失と電力の低減率を引き起こす [1-5]. 一方、大規模な工業コンバータ、可変速度ドライブは、共通結合点でかなりのレベルの歪みを生成することができる (PCC), 他のユーザがネットワークに接続される場合 [6, 7].

なぜなら、入力AC電源での電力品質の厳格な要件, IEC等の様々な高調波規格とエンジニアリング勧告 1000-3-2, IEEE 519 (米国), AS 2279, D.A.CH.CZ, 61000-3-2/EN、IN 61000-3-12, とER G5 / 4 (英国) PCCでの歪みのレベルを制限するために使用される. これらの高調波規格に適合するために, パワーエレクトロニクスおよび非線形負荷を利用しインストールは、多くの場合、高調波軽減技術の成長の番号のいずれかを使用します [8]. なぜなら利用可能なメソッドの数と種類の, 特定の用途のために最も適した手法の選択は、必ずしも容易か簡単なプロセスではありません. 多くのオプションが用意されてい, アクティブとパッシブの方法を含む. 最も技術的に高度なソリューションのいくつかは、保証された結果を提供し、絶縁電源システムにはほとんどまたは全く悪影響を及ぼさ, 他の単純な方法のパフォーマンスは、システム条件に大きく依存しているかもしれないが. 本稿では、技術的な出版物が多数三つのカテゴリーに高調波軽減技術を検討し、分類するために使用されている高調波軽減技術に関する包括的な調査を提示: 受動的なテクニック, アクティブ技術, 能動的および受動的方法の組み合わせを用いて、ハイブリッド高調波低減手法. 各方法の電気的特性の簡単な説明が流通網でこれらの高調波の存在の影響と結果を扱うときに、その使用可能なオプションに関するより多くの情報に選択肢を設計者やサイトエンジニアを提供することを目的として提示されている.

2. 受動的な高調波削減手法

多くの受動的な技術は、電気ネットワーク内の高調波汚染のレベルを減少させるために利用できる, シリーズライン原子炉の接続を含む, 調整された高調波フィルタ, そのような12パルス、より高いパルス数変換回路の使用, 18-パルス, および24パルス整流器. これらの方法において, 望ましくない高調波電流は、それらの流れを遮断する高い直列インピーダンスをインストールしたり、低インピーダンスの並列経路による高調波電流の流れを方向転換のいずれかによってシステムに流入することを防止することができる [9].

製品の性能を修飾するために二つの方法で供給力率補正および高調波の緩和のために使用される高調波軽減技術. 一つは、指定された最小電力以上の負荷にはPFに制限を置くことです. 電力会社は、多くの場合、負荷の許容力率に制限を置く (例えば, <0.8 先頭と >0.75 遅れ). 製品を測定するか、指定する2つ目の方法は、現在の高調波歪みの絶対最大制限値を定義することである. これは通常、奇数次高調波に対する制限として表現さ​​れている (例えば, 1セント, 3RD, 5番目の, 7番目の, 等). このアプローチは、任意の予選最小パーセントの負荷を必要とし、電力会社へのより関連性のあるされません.

高調波規制やガイドラインは、現在チェック中の電流と電圧の高調波のレベルを維持するために適用される. 例として, 表に示された日本における電流歪みの限界 1 と 2 全高調波歪みの最大値と最小値を表す (THD) 電圧、典型的な電力システムの中で最も支配的な第五次高調波電圧の [10].

テーブル 1: 高電圧送電系統の電圧高調波歪率と第五高調波電圧.

高電圧送電系統の電圧高調波歪率と第五高調波電圧

テーブル 2: 6.6 kVの配電システムにおける電圧のTHDおよび第五高調波電圧.

6.6 kVの配電システムにおける電圧のTHDおよび第五高調波電圧

特定の技術, このような調整されたフィルタの使用など, 共振の問題とコンデンサの故障を防止するために、大規模なシステム分析を必要とする, 、他のもの, このような12パルスまたは24パルスのコンバータの使用など, 事実上、システムの分析を適用することができ.

2.1. ソースリアクタンスの影響

典型的な単相交流電流波形と3相整流器ははるかに正弦波からのもの. 力率が原因線電流波形の高調波コンテンツのも非常に悪く. 小さなソースリアクタンスと整流器, 入力電流は不連続性の強い, と, 結果として, 電力は、非常に貧しい力率で商用電源から引き出される.

いくつかの非線形負荷の高調波電流の大きさは、総有効入力リアクタンスに大きく依存, ソースリアクタンスと任意の追加された行のリアクタンスで構成. 例えば, 6パルスダイオード整流DCバスコンデンサを供給し、不連続なDC電流で動作が指定されてい, その結果、入力電流高調波スペクトルのレベルは、AC電源のリアクタンスの値を追加しましたシリーズラインリアクタンスに大きく依存している; リアクタンス下, 高調波コンテンツ [1-3].

他の非線形負荷, 例えば、6パルスダイオード整流器は、高DC誘導性負荷を供給し、連続的なDC電流で動作として, 高調波電流ソースとして機能. そのような場合, PCCの電圧の歪みの量は、全電源インピーダンスに依存している, 任意の力率補正キャパシタの影響を含む, 高いインピーダンスが高い歪みレベルを生産した [7, 11].

2.2. シリーズ·ライン·リアクタ

直列ACライン反応器の使用は、個々の負荷にソースインピーダンスを相対的に増加させる共通かつ経済的な手段である, 例えば, モータ駆動システムの一部として使用される入力整流器. 直列反応器の高調波軽減性能は負荷の関数である; しかしながら, それらを通る電流が減少するように、それらの実効インピーダンスは比例を減少させる [12].

2.3. 調整された高調波フィルタ

受動的な高調波フィルタ (PHF) 特定の高調波周波数に対して低インピーダンス経路を形成するように直列又は同調LCハイパスフィルタ回路の並列接続を含む. フィルタは、電源からの同調周波数の高調波電流を離れて迂回させる非線形負荷と並列または直列に接続されている. シリーズライン原子炉とは異なり、, 高調波フィルタは、すべての高調波の周波数を減衰させるが、電源電流波形から単一の高調波周波数がなくなるわけではありません. それらのソースで高調波を除去することは、単離された電力システムにおける調波損失を低減するための最も有効な方法であることが示されている. しかしながら, 伴う増加最初のコストは、このアプローチの障壁を提示. 並列接続されたフィルタは、電力工事でさらに上流に接続されている場合, 高い日々のコストは、高調波電流を流す導体および他の植物の項目での損失に蓄積されます. 逆に, 負荷時の直列接続されたフィルタの, フィルタ自体は増加し損失があります. これらの損失は、単純に高い直列インピーダンスの結果である, ブロックする高調波の流れ、負荷電流の残りの成分の流れの結果として、線路損失を増加させる [12, 13]. フィルタインダクタの品質係数は、各フィルタのための低インピーダンス経路の実際の値に影響を与える. 通常, 間の範囲の値 20 と 100 [14]. 高調波フィルタの多くの種類は、一般的に使用される, 次のような:

2.3.1. シリーズ誘導フィルタ

スイッチモード電源およびその他のDC-DCコンバータ回路によって生成される高調波電流を大幅にACまたはDC電源回路のいずれかに添加することができる直列インダクタを接続することによって低下させることができる [15-17], 図に示すように、 1. これらのフィルタ上で非常に多くの改良がなされている.

(A)

(A)

(B)

(B)

(C言語)

(C言語)

(D)

(D)

図 1: (A) 現在の整形のため直列インダクタフィルター, (B) Ziogasインダクタキャパシタ·フィルタ, (C言語) Ziogasフィルター上Yanchao改善, と (D) Yanchaoフィルター上のフセイン改善.

単相整流用Ziogas受動フィルタは、いくつかの合計高調波歪みTHDが減少し、従来の整流器と比較して、PFの改善を持っている. また, THDを低減し、力率を増大させるために使用Yanchoa波形整形フィルタ. 整流器の出力端子に著者名フィルタを接続すると、力率を改善し、電源の入力電流THDを減少させる.

2.3.2. DC-DCコンバータ現在シェーピング

直列誘導フィルタ等, この回路 (図 2) 大いに所望の正弦波形を追跡するために、入力電源電流の形状を制御するスイッチのデューティ·サイクルを調節することによって、スイッチモード電源や他のDCコンバータ回路によって生成される電流の歪みを低減することができる [5, 18-20]. これらのフィルタ上で非常に多くの改良がなされている.

(A)

(A)

(B)

(B)

(C言語)

(C言語)

(D)

(D)

図 2: (A) ブースト·コンバータの電流整形回路, (B) 降圧コンバータの電流整形回路, (C言語) 昇圧コンバータ電流整形回路を改善, と (D) 降圧コンバータの電流整形回路を改善.
2.3.3. 並列接続された共振フィルタ

特定の高調波を除去するために調整された受動LCフィルタは、しばしば、三相整流器及びインバータ回路によって生成される第5及び第7のような低周波数の高調波成分のレベルを低減するために使用される. 図に示すように、フィルタは、通常、線の両端に接続されている 3. 複数の高調波を排除する場合, その後、シャントフィルタは、各高調波のためにインストールする必要があります. ケアは、このような配置のピークインピーダンスが原因でLC共振回路の存在により、電源のPCCにおける電圧歪みの高レベルの発生を回避するために必要な高調波周波数の間の周波数に同調されることを保証するために注意しなければならない [7, 12].

並列接続された共振フィルタ.
図 3: 並列接続された共振フィルタ.
2.3.4. 直列接続された共振Filte

並列版と原理的に類似したこの作品, しかし、調整されたと LC 電源と直列に接続された回路. 直列フィルタは、単一の高調波周波数に同調することができる, あるいは、高調波周波数の数にしてもよいmultituned. 図に示すように、multituned配置は、直列に複数の同調フィルタを接続する 4 調整された第三高調波を示す LC 回路, とLR3, とCR3, 高周波チューニングされた LC 回路, ザRH とCRH 高次高調波を除去する [5, 7, 12].

複同調直列に接続された共振フィルタ

図 4: 複同調直列に接続された共振フィルタ.
2.3.5. 中立的な現在のフィルタ

このフィルタは全て三重周波数の高調波を遮断するため部位トランスと三相負荷との間の中性線に接続されている, 図に示すように、 5. これらの三重零相高調波が互いに同相であるので、, それらはすべて、中性線を流れ, そしてそれは代わりに、個々の相の中性でそれらをブロックすることより経済的である [5, 12].

ニュートラル電流ブロックフィルター.
図 5: ニュートラル電流ブロックフィルター.
2.3.6. ジグザグアースフィルター

極端に低い零相インピーダンスが単一または多相変圧器に位相シフトを統合することにより、, トリプルの大幅な削減, 5番目の, および第7高調波を達成することができる. この方法は、負荷の近くにこれらの高調波をキャンセルし、トリプル高調波からトランス中性線を保護するための代替手段を提供. この方法では, 電源と並列に接続された単巻変圧器は、トラップまでゼロシーケンス電流経路を提供し、図に示すように、三高調波をキャンセルすることができ 6 [16].

図 6
図 6: 3相の非線形負荷に接続されたジグザグ単巻変圧器.
2.4. 高いパルスコンバータ

三相, 6-パルス静電力変換器, このようなVSDに見られるような, 低周波電流高調波を発生させる. 主に, これらは、第5回である, 7番目の, 11番目の, とその他の高次高調波も存在するが、より低いレベルで持つ13回. 6パルス変換回路を有する, オーダー6K±1の高調波, ここで、k = 1, 2, 3, 4, など, 電源電流波形に存在するであろう. 高電力用途において, マルチパルスの概念に基づいて、AC-DCコンバータ, すなわち, 12, 18, または 24 パルス, AC電源電流の高調波を低減するために使用される. これらは、マルチコンバータと呼ばれている. 彼らは、必要な電源電流波形を生成するダイオードブリッジやサイリスタブリッジや、トランスやインダクタなどの位相シフト磁気回路の特別な取り決めのいずれかを使用 [9, 21-27].

2.4.1. 12-パルス整流

大コンバータのインストール中, 三相コンバータによって生成された高調波は、許容できないレベルに達することができる場合, それは、12パルス波形を生成し、電源と負荷の両側の高調波を低減するスター/デルタ移相変圧器と直列に2つの6パルス変換器を接続することが可能である, 図に示すように、 7. これは変圧器のかなりの追加コストにもかかわらず、有益である可能性が. 十二パルス整流器は、多くの加熱用のコンサルティングエンジニアが指定されている, 換気の, なぜなら高調波電流歪みを低減する理論的能力の空調用途.

一連の12パルス整流接続

図 7: 一連の12パルス整流接続.

代わりに、直列の2つのコンバータ·ブリッジを接続する, 彼らはまた、12パルス動作を与えるために並列に接続することができる. 並列12パルス構成は、図に示されている 8. 並列接続は、各ブリッジによって引き出される電流の間の適切なバランスを確保するために特別な注意が必要. 二次漏れリアクタンスを慎重に一致する必要があります, そして余分な反応器は、2つのDC電圧波形との間の瞬間的な差を吸収するためにDC側で必要とされている, [9, 22, 28].

並列12パルス接続が是正
図 8: 並列12パルス接続が是正.

12パルス·システムを使用する場合, 第五及び第七高調波が現れる最初として11日を残して線電流波形から消える. オーダーの高調波のみ , ここで、a = 1, 2, 3, 4, など, 電源電流波形に存在するであろう, 従って、高い力率をもたらす, 入力AC電源での低THD, および高品質のリップルのないDC出力.

2.4.2. 18-パルス整流

、18パルスコンバータ回路, 図に示さ 9, 位相シフトされた二次巻線の3つのセットを使用してトランス 20 互いに度. オーダー18K±1の高調波のみ, ここで、k = 1, 2, 3, 4, など, 電源電流波形に存在するであろう [9, 29].

18-パルス正しい接続

図 9: 18-パルス正しい接続.
2.4.3. 24-パルス整流

15°の位相シフトを2 12パルス回路を接続すると、24パルスシステムを生成します. 図 10 2つの12パルス回路が必要と24パルスシステムを生成するために並列に接続された1つのそのようなシステムを示している. 第11回と第13回高調波が表示されるようになりました最初のように23日を残して、電源電流波形から消える. オーダー24K±1の高調波のみ, ここで、k = 1, 2, 3, 4, など, 24パルスシステムに存在するであろう [9, 30].

24-パルス正しい接続

図 10: 24-パルス正しい接続.

3. アクティブ高調波削減手法

アクティブ高調波低減技術を使用する場合, 電力品質の改善は、ネットワークに反対等しいが、電流または電圧の歪みを注入することから来た, それによって、元の歪みをキャンセル. アクティブ高調波フィルタ (AHFS) 高速スイッチング絶縁ゲートバイポーラトランジスタを利用 (のIGBT) 例えば、ACラインに注入したときに必要な形状の出力電流を生成する, それは元のロード·発生する高調波をキャンセル. AHFの心臓部は、コントローラ部分である. AHFに適用される制御方法は、フィルタの性能及び安定性の向上に非常に重要な役割を果たし. AHFは、制御方式の2つのタイプで設計されて. 高速フーリエ変換は、各高調波次数の振幅と位相角を計算するために変換する第行う. パワーデバイスは、等しい振幅の高調波電流が、特定の注文に対して逆位相角を生成するように向けられている. 制御の第2の方法は、多くの場合、完全な電流波形は、フィルタのコントローラによって使用される全スペクトルキャンセルと呼ばれる, 基本波周波数成分を除去し、残りの波形の逆を注入するためにフィルタを指示する [31-38].

一般的に, これらのフィルタは、フィルタが生成することができますどのくらいの高調波電流に基づいて大きさである, 通常、50アンペアのアンペア単位で. AHFの適切なアンペア数は、高調波相殺電流の量を決定した後に選択することができる.

基本的に, フィルタは、システム上に高調波電流を注入する特殊な電子制御装置と、VSDで構成されています 180 システムやドライブの高調波に位相がずれて. これは、高調波のキャンセルをもたらし. 例えば, VSDは5次高調波電流の50 Aを作成した場合, とAHFは5次高調波電流の40 Aを生産, ユーティリティ·グリッドにエクスポート5次高調波電流の量は、10 Aであろう. AHFは、単相または三相フィルタとして分類することができる.

また, それは、回路構成に応じて並列または直列AHFとして分類することができる.

3.1. 並列アクティブ·フィルタ

これは、AHFの最も広く使用されているタイプである (シリーズAHFよりも好ましい形と機能の面で). 名前が示唆するように, 図に示すように、メイン電源回路に並列に接続されている 11. フィルタは、任意の高調波歪みのない供給電流を離れる負荷の高調波電流を打ち消すように動作する. 並列フィルタは、負荷回路電流の高調波成分だけではなく、全負荷電流を運ぶという利点を有する [39-44].

並列アクティブフィルタ

図 11: 並列アクティブフィルタ.

AHFは、以下の方法に基づいて制御することができる:

  • コントローラは、瞬時負荷電流を検出する 私ザ,
  • AHFは、高調波電流を抽出し、 私LH 検出された負荷電流から 私ザ デジタル信号処理により,
  • AHFは、補償電流を引き込む 私の 商用電源電圧から での 高調波電流を相殺するように 私LH [45].
3.2. シリーズアクティブ·フィルタ

AHFこのタイプの主回路構成を図に示されている 12. ここでの考え方は、電圧の高調波歪みを解消し、負荷に印加される電圧の品質を改善することである. これは、変調された正弦波パルス幅を生成することによって達成される (PWM) 結線変圧器の両端の電圧波形, 電源インピーダンスにわたって歪みに対抗し、負荷の両端に正弦波電圧を提供するように供給電圧に付加され. シリーズAHFは彼らの現在の格付けを増やし全負荷電流を運ぶ必要があり、 IR2 並列フィルタと比較して損失, 特に、結合トランスの二次側を横切る [43].

シリーズアクティブフィルタ

図 12: シリーズアクティブフィルタ.

シャントAHFとは異なり、, 直列AHFは下記の方法に基づいて制御される:

(私) コントローラは、瞬間的な電源電流を検出し、,

(2) AHFは、高調波電流を抽出し、 デジタル信号処理によって検出された電源電流から,

(3) アクティブフィルタは、補償電圧を印加する トランスの一次にわたる. これは、電源高調波電流の大幅な低減をもたらす () , フィードバックゲインを十分に高くなるように設定されているとき [45].

直列と並列の両方でAHF (シャント) 接続のセクション, 図に示すように、 11 と 12, それぞれ, 同時に電圧及び電流高調波の両方を補償するために使用することができる [34-36]. すべての場合において, 任意AHF回路の重要な要件を正確かつリアルタイムに必要な補償電流を計算することである.

4. ハイブリッドハーモニック削減手法

AHF及びPHFのハイブリッド接続は、ネットワーク内の高調波歪みレベルを低減するために使用される. 固定報酬の特性を備えたPHFは電流高調波をフィルタリングすることが効果的でない. AHFは、高調波電流消滅を実行するために、スイッチング·モード電力変換器を使用して、PHFの欠点を克服. しかしながら, 業界ではAHFの建設コストが高すぎる. 電力変換器のAHFの電力定格は非常に大きい. これらは、電力システムにおいて使用されるAHFのアプリケーションを結合した. ハイブリッド高調波フィルター (HHF) トポロジが開発されている [46-51] 効果的に無効電力の問題や高調波電流を解決するために. HHFで低コストのPHFを使用して, アクティブコンバータの定格電力は、AHFのそれと比較して低減される. HHFはAHFの利点を保持し、PHFとAHFの欠点を持っていません. 図 13 可能なハイブリッドな組み合わせの数が表示されます. 図 13(A) シャントAHFとシャントPHFの組み合わせです. PHFの組み合わせを使用すると、AHFの評価の大幅な削減を行います. 結果として, 何高調波共振が発生しない, 供給とは高調波電流が流れない. で [50], 著者は、HHF中AHFがフィルタのパフォーマンスを向上させ、既存のPHFの高調波共振を抑制することができると主張. 図 13(B) 供給とシャントPHFとAHFシリーズの組み合わせを示しています. リファレンスの著者 [46] AHFは、下流側位相制御非線形負荷と干渉する可能性が高い補償電圧を導入するので、このトポロジは、低周波次数間の補償に適していないことがわかっ.

アクティブとパッシブフィルタのハイブリッド接続

(A)

アクティブとパッシブフィルタのハイブリッド接続

(B)

アクティブとパッシブフィルタのハイブリッド接続

(C言語)

図 13: アクティブとパッシブフィルタのハイブリッド接続.

図 13(C言語) シャントPHFと直列にAHFを示しています. すべての場合において, それが必要とされている周波数領域での適切なハイブリッドコンビネーションシェア補償のフィルタ [51]. 改善と研究の多くは、ハイブリッド高調波フィルタの制御戦略が検討されている.

AHFおよびPHFは、異なる方法を使用して主電源高調波電流に関連する等価電圧を生成するために使用され (すなわち, インピーダンス変化方法) 図に示すように、 13(C言語). 主電源高調波電流を高調波成分に効果的なソースインピーダンスの比率を増加させることによって抑制される. AHFの一定のDCバス電圧を達成するために、, PI電圧コントローラが採用される. ヒステリシス電圧比較器は、アクティブコンバータの等価インピーダンスを実行するために出力電圧を追跡するために用いられる [48, 49]. HHFは、費用効果的であり、業界のアプリケーションで、より実用的になる.

AHFコントローラは、主に2つの部分に分割される, すなわち, 現在の世代とPWM電流コントローラを参照する. PWM電流制御器は、主にAHFにゲートパルスを提供するために使用され. 現在の生成方式を参考に, 基準電流が歪んだ波形を用いて生成される. 多くの制御方式は、基準電流発生のために存在する, など

理論, デッドビートコントローラ, 神経, 適応制御, ウェーブレット制御, ファジー, デルタ - シグマ変調, スライディングモード制御, ベクトル制御, 繰り返し制御, 定常状態とAHFSの動的性能を向上させるためのSFX制御 [52-59].

4.1. P-Q法

瞬時無効電力理論が掲載されました 1984. この理論に基づく, いわゆる P-Q この方法は「AHFのコントロールで正常に適用されました. 零相成分は、この方法では無視される, そしてそのための P-Q 3相系が歪んだり、不平衡なときの方法は正確ではありません.

4.2. D-Q法

公園の変換に基づく, ザ はdq この方法は、来. 三相負荷電流が正シーケンスに分解することができる。, 負のシーケンスと零相成分. の現在の はdq フレーム 私D と 私Q PLLを使用正シーケンスと負のシーケンスから変換することができます (位相ロックループ). ACおよびDC成分の分割は、ローパスPHFにわたって得ることができる. 基準電流信号における交流成分によって達成することができる はdq countertransformationを介してフレーム.

4.3. 直接のテストと計算方法 (DTC)

負荷電流から高調波及び反応性成分の分離は、現在の基準発生の目安です. この方法の主な特徴は、負荷電流から補償成分の直接導出され, 任意の基準フレームの変換を使用することなく. 実際には, この方法は、AHF DCバス電圧における低周波発振問題を提示.

4.4. 同期基準殿堂方法 (SRF)

実際の電流は、この方法では、同期基準フレームに変換されます. 基準フレームは、ACメイン電圧と同期され、同じ周波数で回転している. この方法では, 基準電流は、電源電圧を考慮せずに、実際の負荷電流から直接誘導される, この方法の最も重要な特性を示している. 基準信号の生成は、歪みや電圧不平衡に影響されない, このため、補償の堅牢性とパフォーマンスを向上.

4.5. 現在のヒステリシス制御

この制御方法の基本原理は、スイッチング信号が固定幅のヒステリシスバンドと電流誤差信号との比較から導出されることである. この電流制御技術は、単純にいくつかの不満足な特徴を示す, 極端な堅牢性, 高速な動的, 優れた安定性, 自動電流制限特性.

4.6. 三角形の比較PWM制御

この制御方法は、線形電流制御と呼ばれている. 従来の三角形比較PWM制御原理は、電流誤差信号からの電流レギュレータによって達成変調信号が三角波と交差していることである. その後, 得られたパルス信号は、コンバータのスイッチを制御することである. アナログPWM回路と, この制御方法は、応答の速い速度で単純な実装を持っている. 変調周波数は、三角形の周波数に等しいので、, 電流ループゲイン交差周波数は、変調周波数未満に維持されなければならない.

4.7. 空間ベクトル変調 (SVM)

この方法の目的は、特定の変調方式に応じて適切なスイッチング組み合わせ及びそれらのデューティ比を見つけることである. SVMは、電源回路にスイッチを導通又は非導通の組み合わせで区切られた6つのセクタに分割された複素平面で動作する. 基準ベクトルは、隣接する2つのスイッチング状態ベクトルを見つけ、それぞれがアクティブである時間を計算するために使用され. SVMは、固有の計算遅延による応答の低速である, 強い対妨信およびデジタル制御技術の良好な信頼性のために. 欠点を解決するために, デッドビート制御を採用するの向上とシステムの反​​応性成分の特定のオーバーサイズをお勧めします.

現在, AHFの制御戦略の研究動向は、制御戦略の最適化と実用化に向けて主に. 最後に, PHFの比較の基準, AHF, そしてHHFは次の条件に基づいてまとめることができた:

(私) 機器や設置のコスト,

(2) ハーモニック指数 (前の. 私H, THD私, TDD, とPWHD) ,

(3) 人生の時間と故障率,

(4) メンテナンスおよびエンジニアリング.

5. 結論

電気システムの信頼性と電気機器の正常な動作は、クリーンな歪みのない電力供給に大きく依存している. 非線形高調波発生負荷が接続されている配電網に高調波汚染のレベルを低減したい設計者やエンジニアは、利用可能ないくつかの高調波軽減技術を持っている. なぜなら利用可能なメソッドの数と種類の, 特定の用途のために最も適した手法の選択は、必ずしも容易か簡単なプロセスではありません. 異なる高調波軽減技術の幅広いカテゴリー化 (パッシブ, アクティブ, ハイブリッド) この幅広いおよび急速に発展トピックに関する一般的な視点を与えるために行われている. PHFは、伝統的に低コストであるため、簡単な構造で強固な高調波電流を吸収するために使用される. しかしながら, 彼らは一定の補償を提供し、システム共振を作成. AHFは、高調波の低減などの複数の機能を提供しています, 隔離, ダンピングと終了, ロードバランシング, PF補正, および電圧レギュレーション. HHFは、ビューの両方生存率および経済的な視点から、純粋なフィルタよりも高調波フィルタリングでより魅力的である, 特に高出力アプリケーションのための. なお、本論文で提示高調軽減技術の議論と分類が容易になり、タスクに与えられたアプリケーションのための適切な高調波低減方法の選択を行うためにいくつかの有用な情報を提供することが期待されている.

参照 (クリックで拡大します)

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